CN109687519A - 一种lcl型三相并网逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种LCL型三相并网逆变器控制方法，首先经传统主动阻尼控制方法得到初步PWM调制信号，然后在此基础上根据L型滤波器与LCL滤波器在中低频处特性一致的特点估计出谐振峰被抑制后的电流，将此电流与实际电流做差经过电流观测器进行中低频处的修正，同时将误差电流的高次谐波部分反馈至控制回路并且引入电网电压前馈项得到最终的调制信号，进而控制并网逆变器的入网电流。在两相旋转坐标系下对入网电流进行控制，克服了PI控制不能无静差跟踪交流信号的缺点。在兼顾有源阻尼优势的基础上进一步衰减入网谐波成分，提高了并网电流质量和系统的快速反应能力，具有控制精度高，反应速度快，可靠性强等优点，适用于新能源并网发电系统。

Description

一种LCL型三相并网逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及一种逆变器控制技术，特别涉及一种基于主动阻尼和电流误差反馈控制的LCL型三相并网逆变器控制方法。

背景技术

进入21世纪，世界各国越来越关注能源危机与环境污染的治理。在面临能源枯竭和环境污染日益加剧的严峻形势下，人们越来越重视风能和太阳能以及核能等新能源带来的无限可能。逆变器控制技术的研究成为了非常重要的内容。逆变器常采用的滤波器有L型、LC型和LCL型滤波器，相比较于前两种滤波器，其中LCL滤波器因其对高频谐波较高的衰减能力以及较小的体积被广泛应用，但是LCL滤波器的三阶特性决定了其谐振峰的存在，并且在谐振频率处会产生-90°至-270°的相位跳变，极易造成系统的不稳定，因此对于谐振峰的抑制成为了研究重点。

目前对于谐振峰的抑制大多采用有源阻尼法和加权平均电流(WACC)的控制方法。其中，有源阻尼法采用并网电流外环，电容电流内环的控制方式。WACC控制则是将逆变器输出电流和入网电流的部分进行加法求和作为电流反馈，这种方法能够将系统模型降为一阶，简化了分析过程，抑制了谐振峰，但仍然存在大量谐波干扰。还有的WACC方法引入电网电压校正前馈项以减轻稳态线电流的跟踪误差，由电网电压失真引起的低阶线电流谐波通过校正前馈控制能够很好地得到补偿。然而,由它设计的自适应控制器只能补偿特定次数的谐波，并且控制器的设计相对复杂。具有附加电容电流反馈回路的改进WACC阻尼方法提高了WACC方法在弱电网下的适应性，但其参数选取过程中需同时考虑多方面因素，并且较为繁琐。

对于并网逆变器的控制方法有很多,其中包括比例积分控制(PI)、比例谐振控制(PR)、准比例谐振控制(QPR)、重复控制和无差拍控制等单一控制，还有一些复合型控制方法：PCI+重复控制、模糊PR+PI控制等。这些控制方法的目的是消除交流稳态误差，降低并网电流的谐波失真率，提高并网电流质量。

发明内容

本发明是针对谐振峰抑制方法存在的问题，提出了一种LCL型三相并网逆变器控制方法，为LCL型并网逆变器提供一种谐振峰抑制复合控制方法，该方法在两相旋转坐标系下进行直流量控制，在保证系统稳定性的同时提高并网电流质量和系统的快速反应能力。

本发明的技术方案为：一种LCL型三相并网逆变器控制方法，直流电压源V_dc输出直流电经过基于脉冲宽度调制控制的三相LCL型并网逆变器后变为交流电，交流电依次经过逆变器侧电感L₁、滤波电容C、并网侧电感L₂接电网，控制方法为：外环采用网侧三相电流传感器采集三相并网侧电流i₂，并将网测三相电流i₂进行坐标变换由三相静止坐标系转换为两相旋转坐标系下的电流即i_d、i_q，然后与参考电流i_dref、i_qref做差，分别获取两个电流误差信号，两个电流误差信号各自经PI控制器后输出到内环；外环输出到内环的信号与两相旋转坐标系下的电容电流i_cd、i_cq做差后分别经比例环节后进行坐标反变换形成初步的控制信号；与此同时根据L型滤波器与LCL型滤波器中低频特性相同的特点，得出并网估计电流i₂’，然后将实际的网测电流i₂与并网估计电流i₂’做差，电流差值i_e经过电流观测器进行中低频处的修正，同时将电流差值i_e的高次谐波部分反馈至上述经比例环节后形成的初步控制信号处，并且引入电网电压前馈项得到最终的调制信号，调制信号经驱动电路后控制并网逆变器中开关管的导通与关断，进而控制并网电流。

所述电流参考值i_ref(s)到并网电流i₂(s)的的闭环传递函数为：

其中

其中L₁为逆变器侧电感值；L₂为并网侧电感值；C为滤波电容值；K_pwm为逆变器等效增益；K_ph为电流观测器比例系数；K_ih为电流观测器积分系数；α为误差电流反馈系数；K_p为外环PI控制器比例系数；K_i为外环PI控制器积分系数。

所述实际的网测电流i₂、并网估计电流i₂’做差及电流差值i_e之间满足下列关系：

其中I₂(s)为并网电流i₂的拉普拉斯变换；I₂’(s)为并网估计电流i₂’的拉普拉斯变换；I_e(s)为误差电流i_e的拉普拉斯变换；I_m(s)为电流差值i_e的高次谐波部分与反馈系数α相乘后，再与经比例环节后形成的初步控制信号叠加的控制信号i_m的拉普拉斯变换，并且I_m(s)能在下面幅值误差E和相角误差δ中上下对消；G_h(s)为电流观测器的传递函数；G_L(s)为L型滤波器的传递函数，且

上式化简可得:

考虑到电流观测器的加入对系统相位裕度的影响，取电流观测器G_h(s)的积分系数K_ih为840，此时G_h(s)＝K_ph+(840/s)；

要求并网电流i₂与估计电流i₂’在基频f＝50Hz处的误差电流i_e相对于并网电流i₂的幅值误差E和相角误差δ分别控制在：

依据上式指标，将G_h(s)＝K_ph+(840/s)代入可以求得电流观测器比例系数K_ph。

本发明的有益效果在于：本发明LCL型三相并网逆变器控制方法，在两相旋转坐标系下对入网电流进行控制，克服了PI(比例积分)控制不能无静差跟踪交流信号的缺点。在兼顾有源阻尼优势的基础上进一步衰减入网谐波成分，提高了并网电流质量和系统的快速反应能力，具有控制精度高，反应速度快，可靠性强等优点，适用于新能源并网发电系统。

附图说明

图1为本发明基于主动阻尼和电流误差反馈复合控制的LCL型并网逆变器控制策略整体结构图；

图2为本发明基控制方法中的复合控制框图；

图3为本发明被控对象LCL型滤波器的数学模型结构框图；

图4为基于主动阻尼控制的三相LCL并网逆变器控制系统结构模型图；

图5为本发明基于误差信号反馈控制的LCL并网逆变器控制结构模型图；

图6a为传统主动阻尼控制时并网电流的谐波畸变率图；

图6b为本发明新型复合主动阻尼控制时并网电流的谐波畸变率图；

图7a为传统主动阻尼控制下外部参考电流突变后三相并网电流波形变化图；

图7b为本发明新型复合主动阻尼控制下外部参考电流突变后三相并网电流波形变化图。

具体实施方式

如图1所示本发明提出的一种基于主动阻尼和电流误差反馈复合控制的LCL型并网逆变器控制策略整体结构图，主要包括直流电压源V_dc，基于脉冲宽度调制控制的三相LCL型并网逆变器，逆变器侧的电感为L₁，并网侧电感为L₂，滤波电容为C，网侧三相电流和电容电流传感器，坐标变换器。主要控制过程为：首先外环采用网侧三相电流传感器采集三相并网电流i₂，并将三相并网电流i₂经坐标变换由三相静止坐标系转换为两相旋转坐标系下的电流分量i_d、i_q，然后与参考电流i_dref、i_qref做差，获取两个分量的电流误差信号，两个分量的电流误差信号各自经PI控制器后输出到内环；PI控制器输出到内环的信号与两相旋转坐标系下的电容电流分量i_cd、i_cq分别做差后各自经比例环节调节，然后进行坐标反变换形成初步的控制信号；与此同时根据L型滤波器与LCL型滤波器中低频特性相同的特点，得出估计电流i₂’，然后将实际的网测电流i₂与估计电流i₂’做差，关键在于实际并网电流i₂会由于系统参数等不确定因素的影响而与预测电流i₂’存在误差，因此需要对i₂’进行修正，通过采用构建电流观测器的方法，尽可能减小实际电流i₂和预测电流i₂’在中低频处的误差，此外i₂和i₂’的差值i_e携带了大量高频谐波电流,需将该误差电流反馈至系统中用来抑制谐振，最后引入电网电压前馈项，增强系统的抗干扰能力，通过复合后的PWM触发调制信号经驱动电路后控制开关管的导通与关断，进而控制并网电流，同时使得入网电流的质量更高，系统的反应速度更快。

如图2为本发明控制方法中的复合控制框图，该复合控制器在兼顾主动阻尼控制抑制谐振峰优点的基础上加入电流误差反馈控制器以进一步滤除并网电流的谐波成分，其工作原理主要是：首先经传统主动阻尼控制方法得到初步PWM调制信号，然后在此基础上根据L型滤波器与LCL滤波器在中低频处特性一致的特点估计出谐振峰被抑制后的电流，将此电流与实际电流做差经过电流观测器进行中低频处的修正，同时将误差电流的高次谐波部分反馈至控制回路并且引入电网电压前馈项得到最终的调制信号，进而控制并网逆变器的入网电流。图2中K_pwm均为逆变器等效增益，G_PI(s)为外环电流PI控制器，G_h(s)为电流观测器，α为误差电流反馈系数。

在此发明提出的整个过程中，主要是对一台LCL型三相并网逆变器系统进行仿真验证，以此来说明本发明的正确性和可行性。其中具体的仿真参数为：直流电压源电压700V，电网电压有效值220V，电网电压频率50Hz，PWM开关频率20KHz，逆变器侧滤波电感L₁为9mH，并网侧滤波电感L₂为3mH，滤波电容12μF，电流观测器比例系数K_ph＝10，电流观测器积分系数K_ih＝840，误差电流反馈系数α＝0.3。有功参考电流值I_dref＝31.1A,无功电流参考值I_qref＝0。

图3显示了被控对象LCL型滤波器的数学模型结构框图，U_inv为逆变器输出电压，i₁为流过电感L₁的电流，i_c、U_c分别为滤波电容C的电流和电压，i₂为网侧电流，U_g为网侧电压。图4显示了基于主动阻尼控制的三相LCL并网逆变器控制系统结构模型，图5为基于误差信号反馈控制的LCL并网逆变器控制结构模型。其中被控对象LCL型滤波电路的传递函数为：

LCL滤波器的谐振频率为：

由附图2可知电流参考值i_ref(s)到并网电流i₂(s)的闭环传递函数为：

其中：

其中K_p为外环电流PI控制器比例系数，K_i为外环电流PI控制器积分系数。

由图4可知传统主动阻尼控制下的开环传递函数为

其中G_P为内环比例环节。

忽略电网电压干扰，由附图5可得I₂(s)、I₂’(s)及I_e(s)之间满足下列关系：

其中I₂(s)为并网电流i₂的拉普拉斯变换；I₂’(s)为并网估计电流i₂’的拉普拉斯变换；I_e(s)为误差电流i_e的拉普拉斯变换；I_m(s)为图5中PI控制器输出结合带反馈系数α的反馈支路后形成的控制信号i_m的拉普拉斯变换，并且I_m(s)能在下面幅值误差E和相角误差δ中上下对消；G_h(s)为电流观测器的传递函数；G_L(s)为L型滤波器的传递函数，且

上式化简可得:

考虑到电流观测器的加入对系统相位裕度的影响，取电流观测器G_h(s)的积分系数K_ih为840，此时G_h(s)＝K_ph+(840/s)。

要求并网电流i₂与估计电流i₂’在基频(f＝50Hz)处的误差电流i_e相对于并网电流i₂的幅值误差E和相角误差δ分别为：

依据上式指标，将G_h(s)＝K_ph+(840/s)代入可以求得电流观测器比例系数K_ph。

图6a、6b显示了采用传统主动阻尼和新型复合主动阻尼控制时并网电流的谐波畸变率，其中传统主动阻尼控制下的并网电流谐波畸变率(THD)为2.34％，新型复合控制下的THD为1.67％，可知后者能够明显提高并网电流质量，图7a、7b表示了外部参考电流在0.05s时由31.1A突变为20A后的三相并网电流变化情况，图7a为传统主动阻尼控制下三相并网电流波形，外部参考电流变化以后约0.02s左右并网电流开始趋于稳定。图7b为新型复合主动阻尼控制下三相并网电流波形，在外部参考电流变化以后约0.01s左右并网电流开始趋于稳定，可知新型复合主动阻尼控制下三相电流能更快速地跟踪外部参考指令，通过以上数据证明了所提出的新型复合控制方法的控制效果更佳。

Claims (3)

1.一种LCL型三相并网逆变器控制方法，直流电压源V_dc输出直流电经过基于脉冲宽度调制控制的三相LCL型并网逆变器后变为交流电，交流电依次经过逆变器侧电感L₁、滤波电容C、并网侧电感L₂接电网，其特征在于，控制方法为：外环采用网侧三相电流传感器采集三相并网侧电流i₂，并将网测三相电流i₂进行坐标变换由三相静止坐标系转换为两相旋转坐标系下的电流即i_d、i_q，然后与参考电流i_dref、i_qref做差，分别获取两个电流误差信号，两个电流误差信号各自经PI控制器后输出到内环；外环输出到内环的信号与两相旋转坐标系下的电容电流i_cd、i_cq做差后分别经比例环节后进行坐标反变换形成初步的控制信号；与此同时根据L型滤波器与LCL型滤波器中低频特性相同的特点，得出并网估计电流i₂’，然后将实际的网测电流i₂与并网估计电流i₂’做差，电流差值i_e经过电流观测器进行中低频处的修正，同时将电流差值i_e的高次谐波部分反馈至上述经比例环节后形成的初步控制信号处，并且引入电网电压前馈项得到最终的调制信号，调制信号经驱动电路后控制并网逆变器中开关管的导通与关断，进而控制并网电流。

2.根据权利要求1所述LCL型三相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述电流参考值i_ref(s)到并网电流i₂(s)的的闭环传递函数为：

其中

其中L₁为逆变器侧电感值；L₂为并网侧电感值；C为滤波电容值；K_pwm为逆变器等效增益；K_ph为电流观测器比例系数；K_ih为电流观测器积分系数；α为误差电流反馈系数；K_p为外环PI控制器比例系数；K_i为外环PI控制器积分系数。

3.根据权利要求2所述LCL型三相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述实际的网测电流i₂、并网估计电流i₂’做差及电流差值i_e之间满足下列关系：

其中I₂(s)为并网电流i₂的拉普拉斯变换；I₂’(s)为并网估计电流i₂’的拉普拉斯变换；I_e(s)为误差电流i_e的拉普拉斯变换；I_m(s)为电流差值i_e的高次谐波部分与反馈系数α相乘后，再与经比例环节后形成的初步控制信号叠加的控制信号i_m的拉普拉斯变换，并且I_m(s)能在下面幅值误差E和相角误差δ中上下对消；G_h(s)为电流观测器的传递函数；G_L(s)为L型滤波器的传递函数，且

上式化简可得:

考虑到电流观测器的加入对系统相位裕度的影响，取电流观测器G_h(s)的积分系数K_ih为840，此时G_h(s)＝K_ph+(840/s)；

要求并网电流i₂与估计电流i₂’在基频f＝50Hz处的误差电流i_e相对于并网电流i₂的幅值误差E和相角误差δ分别控制在：

依据上式指标，将G_h(s)＝K_ph+(840/s)代入可以求得电流观测器比例系数K_ph。