CN111555680A - 一种永磁同步电机无差拍预测电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机无差拍预测电流控制方法，针对永磁同步电机进行无差拍预测电流控制时易受数字系统延时以及电感参数不匹配等影响的缺陷，主要是通过对负载转矩进行观测并依据预设的动态比例系数表达式获得动态比例系数，将本周期的定子电流采样值、下一周期的定子电流估计值以及定子电流指令值通过动态比例系数结合，并以该结合值作为预测电流控制器中的反馈电流，进行无差拍预测电流控制，从而达到对永磁同步电机的高性能控制。本发明实现了在保持控制系统动态响应速度的前提下解决控制系统中受数字系统延时以及电感参数扰动影响的难题，增强了系统瞬态响应性能和提高了系统鲁棒性。

Description

一种永磁同步电机无差拍预测电流控制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机的控制技术领域，尤其涉及一种基于动态比例系数的永磁同步电机无差拍预测电流控制方法。

背景技术

永磁同步电机具有效率高、功率密度大、可靠性高以及结构简单、体积小等优点，并且随着近年来永磁材料性能的不断提高，其被广泛应用于机械加工、航空航天、轨道交通等高性能伺服工业领域。在现有的永磁同步电机控制技术中，我们通常对其采用矢量控制，具体包括转速外环和电流环的双闭环控制，其中电流环的设计决定了永磁同步电机控制系统的动态响应速度和稳态精度，一般电流环采用PI控制方案。然而，永磁同步电机是一个多变量、高耦合、非线性的高阶系统，传统PI控制技术响应速度慢，超调大，控制性能不佳，无法实现对电机的高精度、高响应控制。无差拍预测电流控制算法建立在电机离散数学模型的基础上，具有优良的动态性能和稳态特性，很大程度上改善了PI控制动态响应较慢等缺点，所以目前无差拍预测电流控制技术已经得到了较为广泛的应用。

然而，在实际的控制系统中，由于电流采样、脉宽调制占空比更新等延时环节的存在，传统无差拍预测电流控制技术中的控制输出和检测输入之间常常存在至少一个控制周期的延时，导致电机电流控制的滞后，从而引起电流响应产生较大误差甚至是振荡问题。二步预测电流控制算法虽然解决了实际系统延时带来的电流误差和振荡问题，但是减小了电流控制系统带宽，使得控制电流瞬态响应性能降低。除了上述问题，由于无差拍预测电流控制技术对电机模型准确度的依赖性较高，控制器的输出与电机模型参数之间存在着密切的联系；因此传统的无差拍预测电流控制需要高精度的模型参数，尤其是电机电感参数；当系统电感存在50％以上的误差时，电流环控制器开始发散，甚至出现振荡现象，进而影响控制系统的性能。

发明内容

本发明的目的旨在克服现有方法的不足，提出一种基于动态比例系数的永磁同步电机无差拍预测电流控制方法，在保持控制系统动态响应速度的前提下，解决控制系统中受数字系统延时以及电感参数扰动影响的难题，增强系统瞬态响应性能，提高系统鲁棒性。

本发明提出的一种基于动态比例系数的永磁同步电机无差拍预测电流控制方法，包括以下步骤：

步骤一，以采样控制周期T对永磁同步电机的信号进行采样，并设当前周期为kT周期，上一周期即为(k-1)T周期，下一周期即为(k+1)T周期；读入利用位置传感器检测和解算得到的kT周期电机永磁转子的电角度θ(k)、电角速度ω_e(k)以及机械角速度ω_m(k)，读入利用无接触式霍尔电流传感器采集的kT周期永磁同步电机A、B和C相三相定子电流信号i_A(k)、i_B(k)和i_C(k)；

步骤二，根据步骤一中读入的永磁同步电机三相定子电流信号i_A(k)、i_B(k)和i_C(k)通过Clark变换得到二相静止αβ坐标系下的kT周期等效定子α轴电流i_α(k)和β轴电流i_β(k)，并将α轴电流i_α(k)和β轴电流i_β(k)通过Park正变换得到同步旋转dq坐标系下的kT周期等效定子直轴电流i_d(k)和交轴电流i_q(k)；

步骤三，根据步骤一中读入的电机机械角速度ω_m(k)，通过计算得到电机转速n(k)，将电机转速n(k)与电机转速指令n^*(k)作差，差值输入到速度控制器，经速度控制器调节后输出(k+1)T周期的交轴电流指令

步骤四，将步骤三中得到的交轴电流指令

以及步骤一中读入的电机机械角速度ω_m(k)输入到负载转矩观测器中，得到kT周期负载转矩的观测值

依据负载转矩观测值

通过式(1)所示的动态比例系数表达式计算出稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)，

式(1)中，

为kT周期负载转矩的观测值，

为(k-1)T周期负载转矩的观测值，o₁和o₂为由永磁同步电机的具体参数得出的优化常数，o₁的一般取值为0.001～0.0001，o₂的一般取值为0.95～1；

步骤五，根据步骤一中读入的电机电角速度ω_e(k)、步骤二中得到的同步旋转dq坐标系下的kT周期等效定子直轴电流i_d(k)和交轴电流i_q(k)，以及本发明提出的新型无差拍预测电流控制器输出的kT周期的直轴电压指令

和交轴电压指令

依据式(2)所示的离散化的电流方程式得到(k+1)T周期直轴估计电流i_dη(k+1)和交轴估计电流i_qη(k+1)，

i_η(k+1)＝Hi(k)+Mu^*(k)+λ(k) (2)

式(2)中，

其中，T为采样周期，R₀为永磁同步电机相绕组电阻，L₀为永磁同步电机相绕组同步电感，ψ_f为永磁同步电机磁链值；

步骤六，根据永磁同步电机采取控制策略给出的(k+1)T周期直轴电流指令

将该直轴电流指令

步骤二中得到的同步旋转dq坐标系下的kT周期等效定子直轴电流i_d(k)和交轴电流i_q(k)、步骤三中得到的(k+1)T周期的交轴电流指令

以及步骤五中得到的(k+1)T周期直轴估计电流i_dη(k+1)和交轴估计电流i_qη(k+1)通过步骤四中得到的稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)进行结合，通过式(3)所示的方程式得到新的直轴反馈电流i_dz(k+1)和交轴反馈电流i_qz(k+1)，

式(3)中，

μ(k)和ν(k)分别为利用稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)重排而生成的鲁棒估计动态比例系数值和鲁棒指令动态比例系数值；

步骤七，将根据永磁同步电机采取控制策略给出的(k+1)T周期直轴电流指令

步骤三中得到的(k+1)T周期的交轴电流指令

步骤六中得到的新的直轴反馈电流i_dz(k+1)和交轴反馈电流i_qz(k+1)、以及步骤一中读入的电角速度ω_e(k)同时输入到预测电流控制器中，预测电流控制器输出(k+1)T周期的直轴电压指令

和交轴电压指令

所使用的获得(k+1)T周期的直轴电压指令

和交轴电压指令

的方程式为

u^*(k+1)＝M^-1(i^*(k+1)-Hi_z(k+1)-λ(k+1)) (4)

式(4)中，

M^-1是M逆矩阵，

ω_e(k+1)为(k+1)T周期永磁同步电机电角速度，令ω_e(k+1)≈ω_e(k)；

步骤八，根据步骤七中预测电流控制器输出的(k+1)T周期直轴电压指令

和交轴电压指令

通过Park反变换，得到二相静止αβ坐标系下(k+1)T周期的α轴电压指令

和β轴电压指令

步骤九，根据步骤八中得到的二相静止αβ坐标系下的α轴电压指令

和β轴电压指令

完成SVPWM脉冲宽度计算，并将所得调制信号保存至寄存器，为下一周期输出SVPWM脉冲波形做好准备。

与现有的技术相比，本发明的有益效果是：

(1)本发明使用一种负载转矩观测器来实时观测负载转矩的变化，根据观测的负载转矩值以及动态比例系数表达式针对预测电流控制器中的反馈电流设计出具有动态调节能力的比例系数。

(2)本发明在考虑数字系统延时的情况下采用一种动态比例系数，将永磁同步电机的采样电流与估计电流相结合并反馈给无差拍预测电流控制器，使电流环既可以拥有较高的动态响应能力，同时也解决了由数字控制的一拍延时而引起的振荡问题，提高了电流环的动稳态性能。

(3)本发明在考虑模型电感参数失配的情况下采用一种动态比例系数，将永磁同步电机的指令电流与估计电流相结合并反馈给无差拍预测电流控制器，使电流环在电感参数失配情况下仍可高性能运行，具有较强的抗扰动能力，提高了系统鲁棒性。

(4)本发明从离散化的电流递推公式出发，设计出一种基于动态比例系数的无差拍预测电流控制算法，此算法具有无需单独设计电流观测器补偿数字系统延时以及电感参数失配问题、不需额外的硬件设备、减少了芯片运算量等的优点。

附图说明

图1是基于动态比例系数的永磁同步电机无差拍预测电流控制方法的控制系统框图；

图2是基于内模控制的负载转矩观测器的负载转矩观测值求取流程图；

图3是由负载转矩观测值求取本发明中定义的动态比例系数的流程图；

图4是本发明中涉及到的无差拍预测电流控制器的流程图；

图5是在传统的离散系统下的预测电流控制时序图；

图6是本发明中涉及到的无差拍预测电流控制器的控制结构图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本实施例基于动态比例系数的永磁同步电机无差拍预测电流控制方法是在一般的永磁同步电机数字控制驱动系统所具有的硬件基础上实现的。最基本的硬件包括数字信号处理器(DSP)、无接触式霍尔电流传感器、位置传感器、逆变装置、直流电源和永磁同步电机。

实现本发明基于动态比例系数的永磁同步电机无差拍预测电流控制方法的控制系统框图如图1所示，其控制系统包括信号采集模块、坐标变换模块、速度控制器、负载转矩观测器、动态比例系数运算模块、本发明提出的新型无差拍预测电流控制器、逆变器模块。

所述信号采集模块包括转子位置传感器、位置和转速解算模块和无接触式霍尔电流传感器，以获取永磁同步电机转子位置信息θ、电角速度ω_e、机械角速度ω_m和转速n，采集永磁同步电机A、B和C三相定子电流i_A、i_B和i_C。

所述坐标变换模块包括用于电流坐标变换的Clark变换模块和Park正变换模块，以及用于电压坐标变换的Park反变换模块，其功能分别是经Clark变换将采集到的永磁同步电机三相定子电流i_A、i_B和i_C坐标变换得到两相静止αβ坐标系下的等效定子α轴电流i_α和β轴电流i_β，再经Park正变换将两相静止αβ坐标系下的等效定子α轴电流i_α和β轴电流i_β坐标变换得到同步旋转dq坐标系下的等效定子直轴电流i_d和交轴电流i_q，以及经Park反变换将由永磁同步电机无差拍预测电流控制方法得到的同步旋转dq坐标系下的直轴电压指令

和交轴电压指令

坐标变换得到二相静止αβ坐标系下的α轴电压指令

和β轴电压指令

二相静止αβ坐标系下的α轴电压指令

和β轴电压指令

用于实现利用SVPWM技术实现SVPWM脉冲生成。

所述速度控制器具有比例积分调节特性，其功能为将外部设定的电机转速指令n^*与信号转子位置和转速解算模块得到的永磁同步电机转速n作差值，其差值经比例积分调节后得到同步旋转dq坐标系下的等效定子交轴电流指令

同时依据电机的控制策略输出同步旋转dq坐标系下的等效定子直轴电流指令

所述负载转矩观测器包括2个输入，以转子位置和转速解算模块输出的电机机械角速度ω_m以及速度控制器输出的交轴电流指令

作为该2个输入，根据这2个输入在所构建的负载转矩观测器中得到相应的负载转矩观测值

负载转矩观测值

输出给动态比例系数运算模块。

所述动态比例系数运算模块，以负载转矩观测器输出的负载转矩观测值

作为所述动态比例系数运算模块的输入，并依据由永磁同步电机的具体参数得出的优化常数，通过构建的动态比例系数表达式计算出稳定动态比例系数γ和鲁棒动态比例系数ρ，并将γ和ρ输出给新型无差拍预测电流控制器。

所述无差拍预测电流控制器，共有7个输入2个输出，其7个输入分别是速度控制器输出的同步旋转dq坐标系下的等效定子交轴电流指令

和直轴电流指令

动态比例系数运算模块输出的稳定动态比例系数γ和鲁棒动态比例系数ρ的值、转子位置和转速解算模块输出的电机电角速度ω_e、经同步旋转坐标Park正变换输出的同步旋转dq坐标系下的等效定子直轴电流i_d和交轴电流i_q，2个输出是同步旋转dq坐标系下的直轴电压指令

和交轴电压指令

具体的无差拍预测电流控制器的内部功能后面再叙述。

所述逆变器模块包括用于信号调制的SVPWM调制模块和提供电源的直流电源以及用于直交电源逆变的三相逆变器，其功能分别是将坐标变换模块中的Park反变换得到的二相静止αβ坐标系下α轴电压指令

和β轴电压指令

作为输入，经SVPWM调制模块完成SVPWM脉冲宽度计算并将所得调制信号保存至寄存器，为下一周期输出SVPWM脉冲波形做好准备以及经直流电源供电将调制信号作为输入，经三相逆变器输出三相电压施加于永磁同步电机A、B和C三相绕组输入端，控制永磁同步电机正常运转。

实现本发明基于动态比例系数的永磁同步电机无差拍预测电流控制方法的控制系统框图如图1所示，数字信号处理器(DSP)执行下面的无差拍预测电流控制步骤如下：

获取无差拍预测电流控制所需的离散数字信号，以采样控制周期T对永磁同步电机的信号进行采样，当前周期为kT周期时，上一周期即为(k-1)T周期，下一周期即为(k+1)T周期；

在当前周期为kT周期内，首先读入利用无接触式霍尔电流传感器采集的kT周期永磁同步电机A、B和C三相电流信号i_A(k)、i_B(k)和i_C(k)，并经Clark变换将读入的永磁同步电机三相定子电流i_A(k)、i_B(k)和i_C(k)坐标变换得到两相静止αβ坐标系下的kT周期等效定子α轴电流i_α(k)和β轴电流i_β(k)，再经Park正变换将两相静止αβ坐标系下的等效定子α轴电流i_α(k)和β轴电流i_β(k)坐标变换得到同步旋转dq坐标系下的kT周期等效定子直轴电流i_d(k)和交轴电流i_q(k)的具体坐标变换表达式为

读入利用位置传感器检测和解算得到的kT周期电机永磁转子的电角度θ(k)、电角速度ω_e(k)以及机械角速度ω_m(k)。由电机机械角速度ω_m(k)可获得电机转速n(k)

速度控制器依据其比例积分调节特性，将外部设定的电机转速指令n^*(k)与信号转子位置和转速解算模块得到的永磁同步电机转速n(k)的差值作为输入，经比例积分调节后得到同步旋转dq坐标系下的(k+1)T周期等效定子交轴电流指令

同时系统依据具体的永磁同步电机型式以及所采取的相应的控制策略，自动生成同步旋转dq坐标系下的(k+1)T周期等效定子直轴电流指令

例如，当永磁同步电机为表贴式永磁同步电机时，可采取等效定子直轴电流为零的控制策略，自动生成同步旋转dq坐标系下的(k+1)T周期等效定子直轴电流指令

当永磁同步电机为内埋式永磁同步电机时，可采取最大转矩/电流比控制策略，自动生成同步旋转dq坐标系下的(k+1)T周期等效定子直轴电流指令

本发明中所应用的动态比例系数是依据负载转矩进行设计的，所以需要对负载转矩进行观测。根据转子位置和转速解算模块输出的机械角速度ω_m(k)以及速度控制器输出的交轴电流指令

在所构建的负载转矩观测器中得到相应的kT周期负载转矩观测值

为了使提出的新型预测电流控制算法具有更好的控制效果，需要负载转矩观测器得能够准确且快速地识别出负载转矩。本发明实施例中采用的负载转矩观测器是基于内模控制的负载转矩观测器，它对负载转矩的观测是以比例+积分的形式进行的，可以有效提高辨识收敛速度，改善控制效果；它首先构造永磁同步电机机械运动方程的状态方程式，利用内模控制方法设计负载转矩观测器并通过状态反馈原理获得观测器控制率，然后运用极点配置方法优化观测器参数，最终实现负载转矩观测，其具体设计过程如下：

建立永磁同步电机机械运动的系统状态方程

其中，x＝ω_m，c＝T_e，d＝T_L，a＝-B/J，b＝1/J；这里T_e为永磁同步电机的电磁转矩，T_e为负载转矩，B为永磁同步电机的摩擦系数，J为永磁同步电机的转动惯量。

建立状态观测方程

其中，

和

分别为x和d的观测值。

根据内模控制设计原理和状态反馈原理，同时在控制系统的一个采样周期T内，d值视为不变，即有

可得

其中，

为定义的误差变量，k₁和k₂为由合适的极点配置定值。

则所得到的基于内模控制的负载转矩观测器为

其中，

和

分别为ω_m和T_L的观测值；

控制系统中基于内模控制的负载转矩观测器通过离散递推的方式来实现数字化控制，对上述负载转矩观测器进行离散化处理为

其中，k_ψ＝1.5P_nψ_f，这里P_n为永磁同步电机极对数，ψ_f为永磁同步电机磁链值；

和

分别为kT周期永磁同步电机ω_m(k)和T_L(k)的观测值，

和

为(k-1)T周期永磁同步电机ω_m(k-1)和T_L(k-1)的观测值。

本实施例中基于内模控制的负载转矩观测器的负载转矩观测值求取流程图如图2所示。

由基于内模控制的负载转矩观测器获得的负载转矩观测值

后，进行的是稳定动态比例系数和鲁棒动态比例系数的求取。

依据构建的动态比例系数表达式计算出稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)

其中，o₁和o₂为由实际电机参数得来的优化常数。o₁的一般取值为0.001～0.0001，o₁取值的大小决定了电流环动态响应的灵敏度和稳定性，o₁的取值越大则电流环获取的动态比例增益越大，负载电流的变化也就越敏感，其稳定性也就降低；o₁的取值越小则电流环获取的动态比例增益越小，其动态响应也就越稳定。o₂的一般取值为0.95～1，o₂取值的大小决定了电流环对由负载转矩变化而引起的模型电感参数不匹配时的鲁棒性的强弱，o₂的取值越大则电流环的鲁棒性就越弱，但此时系统带宽也就越大，电流响应变得迅速，o₂的取值越小则电流环的鲁棒性就越强，但此时系统带宽也就越小，响应也就更缓慢。在实际应用时，o₁和o₂的取值需要针对永磁同步电机所期望的运行效果进行最优的选取。

由负载转矩观测值求取本发明中定义的动态比例系数的流程图如图3所示。

然后，在构建的本发明中的无差拍预测电流控制器中对上述获得的稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)进行重新排列获得鲁棒估计动态比例系数值μ(k)和鲁棒指令动态比例系数值ν(k)，且

μ(k)+ν(k)＝1-γ(k)

结合鲁棒动态比例系数值ρ(k)

μ(k)+ν(k)＝[ρ(k)+(1-ρ(k))][1-γ(k)]

得到重新排列的动态比例系数值有

其中，稳定动态比例系数值γ(k)为等效定子直轴和交轴电流i_d(k)和i_q(k)的动态比例系数，鲁棒估计动态比例系数值μ(k)为等效定子直轴和交轴估计电流i_dη(k+1)和i_qη(k+1)的动态比例系数，鲁棒指令动态比例系数值ν(k)为等效定子直轴和交轴电流指令值

和

的动态比例系数。

依据上述获取的动态比例系数构建本发明中的无差拍预测电流控制器，本发明中的无差拍预测电流控制器的流程图如图4所示，根据转子位置和转速解算模块得到的电角速度ω_e(k)、速度控制器得到的直轴电流指令

和交轴电流指令

动态比例系数运算模块得到的稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)以及坐标变换模块得到的同步旋转dq坐标系下的等效定子直轴电流i_d(k)和交轴电流i_q(k)，在本发明中所构建的无差拍预测电流控制器中经过运算输出同步旋转dq坐标系下(k+1)T周期直轴电压指令

和交轴电压指令

本发明中的无差拍预测电流控制器构建原理如下：

首先，将同步旋转dq坐标系下的电流方程离散化

根据永磁同步电机电流动态特性方程可以得到离散化电流方程

i(k+1)＝Hi(k)+Mu(k)+λ(k)

其中，

T为采样周期，R₀为永磁同步电机相绕组电阻，L₀为永磁同步电机相绕组同步电感，ψ_f为永磁同步电机磁链值。

由于同步旋转dq坐标系下的(k+1)T周期等效定子直轴和交轴电流i_d(k+1)和i_q(k+1)为将来值，不可能通过采样获取，所以需要进行等效定子电流估计，用估计值来代替实际的电流采样值。根据同步旋转dq坐标系下的kT周期等效定子直轴和交轴电流i_d(k)和i_q(k)以及预测电流控制器输出的kT周期直轴和交轴电压指令

和

依据离散化电流方程得到可以获得(k+1)T周期直轴估计电流i_dη(k+1)和交轴估计电流i_qη(k+1)的方程式为

i_η(k+1)＝Hi(k)+Mu^*(k)+λ(k)

其中，

然后，为了达到控制目的需要获取电压指令，根据离散化电流方程可得离散化电压表达式

u(k)＝M^-1(i(k+1)-Hi(k)-λ(k))

本发明提出的在传统的离散系统下的预测电流控制时序图如图5所示，本发明中的无差拍预测电流控制器的控制结构图如图6所示，在实际的永磁同步电机电流控制系统中，由于延时环节的存在，传统预测电流控制在第kT周期内计算得到的电压指令u^*(k)并未立即执行，而是在第(k+1)T周期才加载到逆变器，从而导致电流响应产生较大的跟踪误差甚至是振荡问题。为解决这一问题，需要在第kT周期内提前预测计算出第(k+1)T周期的电压指令u^*(k+1)，即完成两步预测：令电流指令值i^*(k+1)替换(k+1)T周期的离散化电压方程中的电流采样值i(k+2)，由此结合新的直轴反馈电流i_dz(k+1)和交轴反馈电流i_qz(k+1)可得(k+1)T周期所需直轴和交轴电压指令的预测表达式

u^*(k+1)＝M^-1(i^*(k+1)-Hi_z(k+1)-λ(k+1))

其中，

M^-1是M逆矩阵，

ω_e(k+1)为(k+1)T周期永磁同步电机电角速度，在实际计算时，由于采样周期T很短，做近似等于：ω_e(k+1)≈ω_e(k)。

新的直轴反馈电流i_dz(k+1)和交轴反馈电流i_qz(k+1)是依据重新排列后的稳定动态比例系数γ(k)、鲁棒估计动态比例系数μ(k)和鲁棒指令动态比例系数ν(k)对无差拍预测电流控制器中的反馈电流进行优化后新的反馈电流：当电流环处于动态响应过程时，利用稳定动态比例系数γ(k)使kT周期等效定子直轴i_d(k)和交轴电流i_q(k)在新的反馈电流中处于优势地位，电流环具有较高的动态响应增益；当电流环处于稳态过程时，利用鲁棒估计动态比例系数μ(k)使(k+1)T周期直轴估计电流i_dη(k+1)和交轴估计i_qη(k+1)在新的反馈电流中处于优势地位，控制系统可以稳定跟踪电流指令，并在此条件下利用鲁棒指令动态比例系数ν(k)调整新的反馈电流中(k+1)T周期等效定子直轴电流指令值

和交轴电流指令值

的比例，提高电流环对模型电感参数不匹配时的鲁棒性，其具体表达式为

其中，

根据本发明中所构建的无差拍预测电流控制器输出的(k+1)T周期直轴电压指令

和交轴电压指令

通过坐标变换模块中的Park反变换输出为二相静止αβ坐标系下(k+1)T周期的α轴电压指令

和β轴电压指令

的具体表达式为

将上述坐标变换模块中的Park反变换得到的二相静止αβ坐标系下α轴电压指令

和β轴电压指令

作为输入，经SVPWM调制模块完成SVPWM脉冲宽度计算并将所得调制信号保存至寄存器，为下一周期输出SVPWM脉冲波形做好准备以及经直流电源供电将调制信号作为输入，经三相逆变器输出三相电压施加于永磁同步电机三相绕组输入端，控制永磁同步电机正常运转。

以上实施例显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。所属领域的普通技术人员应当理解：以上实施例的讨论仅为示例性的。因此，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种永磁同步电机无差拍预测电流控制方法，其特征在于，该方法是基于动态比例系数的永磁同步电机无差拍预测电流控制方法，包括以下步骤：

步骤一，以采样控制周期T对永磁同步电机的信号进行采样，并设当前周期为kT周期，上一周期即为(k-1)T周期，下一周期即为(k+1)T周期；读入利用位置传感器检测和解算得到的kT周期电机永磁转子的电角度θ(k)、电角速度ω_e(k)以及机械角速度ω_m(k)，读入利用无接触式霍尔电流传感器采集的kT周期永磁同步电机A、B和C相三相定子电流信号i_A(k)、i_B(k)和i_C(k)；

步骤二，根据步骤一中读入的永磁同步电机三相定子电流信号i_A(k)、i_B(k)和i_C(k)通过Clark变换得到二相静止αβ坐标系下的kT周期等效定子α轴电流i_α(k)和β轴电流i_β(k)，并将α轴电流i_α(k)和β轴电流i_β(k)通过Park正变换得到同步旋转dq坐标系下的kT周期等效定子直轴电流i_d(k)和交轴电流i_q(k)；

步骤三，根据步骤一中读入的电机机械角速度ω_m(k)，通过计算得到电机转速n(k)，将电机转速n(k)与电机转速指令n^*(k)作差，差值输入到速度控制器，经速度控制器调节后输出(k+1)T周期的交轴电流指令

步骤四，将步骤三中得到的交轴电流指令

以及步骤一中读入的电机机械角速度ω_m(k)输入到负载转矩观测器中，得到kT周期负载转矩的观测值

依据负载转矩观测值

通过式(1)所示的动态比例系数表达式计算出稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)，

式(1)中，

为kT周期负载转矩的观测值，

为(k-1)T周期负载转矩的观测值，o₁和o₂为由永磁同步电机的具体参数得出的优化常数，o₁的取值为0.001～0.0001，o₂的取值为0.95～1；

步骤五，根据步骤一中读入的电机电角速度ω_e(k)、步骤二中得到的同步旋转dq坐标系下的kT周期等效定子直轴电流i_d(k)和交轴电流i_q(k)，以及无差拍预测电流控制器输出的kT周期的直轴电压指令

和交轴电压指令

依据式(2)所示的离散化的电流方程式得到(k+1)T周期直轴估计电流i_dη(k+1)和交轴估计电流i_qη(k+1)，

i_η(k+1)＝Hi(k)+Mu^*(k)+λ(k) (2)

式(2)中，

其中，T为采样周期，R₀为永磁同步电机相绕组电阻，L₀为永磁同步电机相绕组同步电感，ψ_f为永磁同步电机磁链值；

步骤六，根据永磁同步电机采取控制策略给出的(k+1)T周期直轴电流指令

将该直轴电流指令

步骤二中得到的同步旋转dq坐标系下的kT周期等效定子直轴电流i_d(k)和交轴电流i_q(k)、步骤三中得到的(k+1)T周期的交轴电流指令

以及步骤五中得到的(k+1)T周期直轴估计电流i_dη(k+1)和交轴估计电流i_qη(k+1)通过步骤四中得到的稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)进行结合，通过式(3)所示的方程式得到新的直轴反馈电流i_dz(k+1)和交轴反馈电流i_qz(k+1)，

式(3)中，

μ(k)和v(k)分别为利用稳定动态比例系数值γ(k)和鲁棒动态比例系数值ρ(k)重排而生成的鲁棒估计动态比例系数值和鲁棒指令动态比例系数值；

步骤七，将根据永磁同步电机采取控制策略给出的(k+1)T周期直轴电流指令

步骤三中得到的(k+1)T周期的交轴电流指令

步骤六中得到的新的直轴反馈电流i_dz(k+1)和交轴反馈电流i_qz(k+1)、以及步骤一中读入的电角速度ω_e(k)同时输入到预测电流控制器中，预测电流控制器输出(k+1)T周期的直轴电压指令

和交轴电压指令

所使用的获得(k+1)T周期的直轴电压指令

和交轴电压指令

的方程式为

u^*(k+1)＝M^-1(i^*(k+1)-Hi_z(k+1)-λ(k+1)) (4)

式(4)中，

M^-1是M逆矩阵，

ω_e(k+1)为(k+1)T周期永磁同步电机电角速度，令ω_e(k+1)≈ω_e(k)；

步骤八，根据步骤七中预测电流控制器输出的(k+1)T周期直轴电压指令

和交轴电压指令

通过Park反变换，得到二相静止αβ坐标系下(k+1)T周期的α轴电压指令

和β轴电压指令

步骤九，根据步骤八中得到的二相静止αβ坐标系下的α轴电压指令

和β轴电压指令

完成SVPWM脉冲宽度计算，并将所得调制信号保存至寄存器，为下一周期输出SVPWM脉冲波形做好准备。

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