CN110649850B - 双模式电压模型定子磁链的确定方法 - Google Patents

双模式电压模型定子磁链的确定方法 Download PDF

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CN110649850B CN201810679866.8A CN201810679866A CN110649850B CN 110649850 B CN110649850 B CN 110649850B CN 201810679866 A CN201810679866 A CN 201810679866A CN 110649850 B CN110649850 B CN 110649850B
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Abstract

本发明公开了一种双模式电压模型定子磁链的确定方法。该方法包括利用如下步骤根据当前时刻的上一时刻的定子磁链修正值确定当前时刻的定子磁链：获取上一时刻的定子磁链修正值，并据此确定当前时刻的定子角速度；根据当前时刻的定子角速度，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压；基于预设的滤波系数、上一时刻的定子磁链和选择的当前时刻的定子输入电压得到当前时刻的定子磁链；以及基于预设的定子磁链幅值修正系数和预设的定子磁链相位修正角度对当前时刻的定子磁链进行修正，并输出当前时刻的定子磁链修正值。该方法能够在全速度范围内得到高精度的定子磁链值，从而可以满足大部分无速度传感器电机控制系统的工程应用。

Description

双模式电压模型定子磁链的确定方法
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种双模式电压模型定子磁链的确定方法。
背景技术
在无速度传感器的交流电机控制系统中，电压模型在极低速情况下工作被认为是难点。因为此时电压模型的输出电压接近于零，并且由于采样的电流噪声零漂、定子电阻变化等干扰，使有效电压信号淹没在噪声干扰里，导致无法正确计算电机的磁链。各种先进的控制算法，如磁场定向控制(FOC)或直接转矩控制(DTC)将无法正常工作。因此，必须将全速度范围内的磁链计算精度提高，才能推广无速度传感器的有效控制。
在目前的交流传动系统中，很多控制系统采用低速电流模型法与中高速电压模型法相结合的方法，或者采用模型参考自适应(MRAS)方法或全阶磁链观测法，都是为了避免电压模型法在低速情况下精度不高，期望利用电流模型法来解决低速情况下的磁链观测问题。但是，在无速度传感器的电机控制系统中，因为缺少转速信号，电流模型必须进行速度估计，导致电机控制系统可靠性低、电机参数辨识难等诸多问题，难以实现无速度传感器电机控制系统的工程化。
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种双模式电压模型定子磁链的确定方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：目前通过现有方法不能在全速度范围内得到高精度的磁链值，导致难以实现无速度传感器电机控制系统的工程化。
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种双模式电压模型定子磁链的确定方法。该方法包括利用如下步骤根据当前时刻的上一时刻的定子磁链修正值确定当前时刻的定子磁链：
获取上一时刻的定子磁链修正值，并据此确定当前时刻的定子角速度；
根据所述当前时刻的定子角速度，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压，所述第一电压为电机控制系统中空间矢量脉宽调制模块的输入电压，所述第二电压为根据电机控制系统中空间矢量脉宽调制模块对其输入电压进行脉宽调制后输出的脉冲信号来控制逆变器的晶体管的开关状态得到的电压；
基于预设的滤波系数、上一时刻的定子磁链和选择的当前时刻的定子输入电压得到当前时刻的定子磁链；以及
基于预设的定子磁链幅值修正系数和预设的定子磁链相位修正角度对当前时刻的定子磁链进行修正，并输出当前时刻的定子磁链修正值。
在本发明一优选实施例中，所述定子磁链包括定子磁链第一分量和定子磁链第二分量，所述定子磁链第一分量为所述定子磁链在直角坐标系的横轴上的投影，所述定子磁链第二分量为所述定子磁链在直角坐标系的纵轴上的投影。
在本发明一优选实施例中，根据以下表达式确定所述当前时刻的定子角速度：
Figure BDA0001710118030000021
Figure BDA0001710118030000022
其中，θs(N)为当前时刻的定子磁链与直角坐标系的横轴之间的夹角，θs(N-1)为当前时刻的上一时刻的定子磁链与直角坐标系的横轴之间的夹角，
Figure BDA0001710118030000023
为当前时刻的上一时刻的定子磁链第一分量修正值，
Figure BDA0001710118030000024
为当前时刻的上一时刻的定子磁链第二分量修正值，ωs(N)为当前时刻的定子角速度，dt为预设的模型计算周期。
在本发明一优选实施例中，根据所述当前时刻的定子角速度，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压，包括：
对所述当前时刻的定子角速度进行滞环判断，并输出判断结果；
根据所述判断结果，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压。
在本发明一优选实施例中，对所述当前时刻的定子角速度进行滞环判断，并输出判断结果，包括：
将所述当前时刻的定子角速度分别与第一预设角速度阈值和第二预设角速度阈值进行比较，并根据比较结果输出判断结果。
在本发明一优选实施例中，将所述当前时刻的定子角速度分别与第一预设角速度阈值和第二预设角速度阈值进行比较，并根据比较结果输出判断结果，包括：
将所述当前时刻的定子角速度分别与第一预设角速度阈值和第二预设角速度阈值进行比较，若所述定子角速度小于所述第一预设角速度阈值，滞环输出信号为0；若所述定子角速度大于所述第二预设角速度阈值，滞环输出信号为1；若所述定子角速度大于等于所述第一预设角速度阈值且小于等于所述第二预设角速度阈值，滞环输出信号为当前时刻的上一时刻的滞环输出信号。
在本发明一优选实施例中，根据所述判断结果，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压，包括：
当所述滞环输出信号为0时，选择所述第一电压作为当前时刻的定子输入电压；
当所述滞环输出信号为1时，选择所述第二电压作为当前时刻的定子输入电压。
在本发明一优选实施例中，根据以下表达式得到所述第二电压：
Figure BDA0001710118030000031
N＝4·Sa+2·Sb+Sc
其中，
Figure BDA0001710118030000032
为所述第二电压，UN为根据电机控制系统中空间矢量脉宽调制模块对其输入电压进行脉宽调制后输出的脉冲信号来控制三相逆变器的晶体管的开关状态得到的电压矢量，N为所述电压矢量的矢量号，Sa，Sb，Sc分别为三相逆变器的晶体管的开关状态。
在本发明一优选实施例中，根据以下表达式得到所述当前时刻的定子磁链：
ψs(N)＝k·ψs(N-1)+(us(N)-Rsis(N))·dt
其中，ψs(N)为当前时刻的定子磁链，k为预设的滤波系数，k＝1-fc(N)·dt，fc(N)为当前时刻的定子截止频率，dt为预设的模型计算周期，ψs(N-1)为当前时刻的上一时刻的定子磁链，us(N)为当前时刻的定子电压，Rs为定子电阻，is(N)为当前时刻的定子电流。
在本发明一优选实施例中，根据以下表达式对当前时刻的定子磁链进行修正：
Figure BDA0001710118030000041
Figure BDA0001710118030000042
其中，
Figure BDA0001710118030000043
为当前时刻的定子磁链第一分量修正值，
Figure BDA0001710118030000044
为当前时刻的定子磁链第二分量修正值，ψsα(N)为当前时刻的定子磁链第一分量，ψsβ(N)为当前时刻的定子磁链第二分量，Ampk为预设的定子磁链幅值修正系数，
Figure BDA0001710118030000045
dt为预设的模型计算周期，fc(N)为当前时刻的定子截止频率，dθ为预设的定子磁链相位修正角度，
Figure BDA0001710118030000046
fs(N)为当前时刻的定子角频率，
Figure BDA0001710118030000047
ωs(N)为当前时刻的定子角速度。
与现有技术相比，上述方案中的一个或多个实施例可以具有如下优点或有益效果：
应用本发明实施例提供的双模式电压模型定子磁链的确定方法，在低速情况下选择第一电压作为当前时刻的定子输入电压，可以确保在低速情况下获得高精度的定子磁链值；在中高速情况下选择第二电压作为当前时刻的定子输入电压，可以确保在中高速情况下获得高精度的定子磁链值。因此，该方法能够在全速度范围内得到高精度的定子磁链值，从而可以满足大部分无速度传感器电机控制系统的工程应用。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1为异步电动机的一般形式的等效电路图；
图2为本发明实施例双模式电压模型定子磁链的确定方法的流程示意图；
图3为定子磁链与定子磁链第一分量、定子磁链第二分量的关系示意图；
图4为电机控制系统的抽象框图；
图5为图2的步骤S102的具体流程示意图；
图6为本发明实施例双模式电压模型定子磁链的确定方法的原理图；
图7为滞环判断的原理图；
图8为电压空间矢量图；
图9为三相逆变器的结构示意图。
具体实施方式
以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。
电压模型法是交流调速系统中观测定子磁链的基本方法，由于其具有算法简单、对电机参数依赖小(仅需要定子电阻参数)等优点，电压模型磁链观测法一直受到人们的重视，特别是在无速度传感器的控制系统中。
无速度传感器的控制系统大致分为3类：电机方程法、MRAS方法和自适应全阶状态观测器方法。具体地，电机方程法是基于电机模型(U-I模型)和转差公式来计算磁链和速度的方法。MRAS方法是以电压模型为理想模型，电流模型为可调模型来计算磁链的方法，其中，电压模型作为理想模型要求精度高。自适应全阶状态观测器方法中所包含的U-I模型的准确性是低速情况下系统稳定和速度辨识的根本。因而，将U-I模型的精度提高以使其满足工程应用要求，才能实现和推广无速度传感器的控制。
图1为异步电动机的一般形式的等效电路图。
如图1所示，静止坐标系下异步电动机的定子磁链的电压模型如表达式(1)所示：
Figure BDA0001710118030000061
其中，us为定子电压，Rs为定子电阻，is为定子电流，
Figure BDA0001710118030000062
为感应电压。
其基本数字化形式如表达式(2)所示：
Δψs(N)＝(us-Rsis)·Δt (2)
其中，Δψs(N)为定子磁链的变量，N为数字离散化系统中的第N个离散时间点，Δψs(N)＝ψs(N)-ψs(N-1)，Δt为数字离散化系统中时间的变量。
转子磁链的电压模型如表达式(3)所示：
Figure BDA0001710118030000063
其中，ψr为转子磁链，Lr为转子电感，Lm为互感，ψs为定子磁链，σ为漏磁系数，Ls为定子电感。
由表达式(3)可知，转子磁链可以通过定子磁链减去漏磁链简单变换得到。因此，无论是基于定子磁链的DTC算法还是基于转子磁链的FOC算法，其关键在于定子磁链的计算准确度。
定子磁链的U-I模型的计算方法包括：电压指令值法、高速电压重构法、低通滤波器方法、模拟电路同步积分和电荷平衡平均值法等。其中，利用数字信号处理器(DigitalSignal Processor，DSP)芯片的控制系统主要采用电压指令值法和高速电压重构法。
电压指令值法在一个标准的7段式空间矢量脉宽调制(Space Vector PulseWidth Modulation，SVPWM)周期内的磁链计算如表达式(4)所示：
Figure BDA0001710118030000064
其中，i为数字离散化系统中第i个时间点，
Figure BDA0001710118030000065
为定子平均电压，isi为定子瞬时电流。
高速电压重构法在一个标准的7段式空间矢量脉宽调制(Space Vector PulseWidth Modulation，SVPWM)周期内的磁链计算如表达式(5)所示：
Figure BDA0001710118030000071
其中，usi为定子瞬时电压。
根据以上表达式(4)和(5)可知：两者区别在于，表达式(4)所示的电压指令值法中计算的电压是下一个脉冲周期的平均值，而表达式(5)所示的高速电压重构法中重构的电压是瞬时值。理论上两者在一个周期结束时，计算结果是一样的。但是，在高速情况下，电压指令值法存在以下2个缺点：①电压指令值法无法精确还原电压模型的定子磁链在一个脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)周期之内的转折变化，例如在大功率机车电传动系统中，电压指令值法无法绘制出多边形磁链，致使整个系统无法闭环控制；②在电压指令值法中，使用的电压为平均电压，电流为瞬时电流，两者相位不一致，导致磁链角失真严重。
而在高速电压重构法中，由于其使用的电压为瞬时电压，能够真实表现每一个电压矢量带来的磁链细节变化，在中高速情况下磁链计算非常准确。但在极低速情况下，因有效电压低，电压重构误差相对较大，也更容易被噪声干扰，因此磁链计算精度不高。
综上所述，电压指令值法和电压重构法在进行U-I模型计算时的优缺点分析如下：电压指令值法在低速情况下磁链精度高，但在中高速情况下磁链瞬时误差大；电压重构法在低速情况下电压误差大，磁链精度低，但在中高速情况下电压误差小，磁链精度高。
因此，为解决现有技术中不能在全速度范围内得到高精度的磁链值，导致难以实现无速度传感器电机控制系统的工程化的技术问题，本发明实施例提供了一种双模式电压模型定子磁链的确定方法，该方法结合了电压指令值法和电压重构法的优点，在低速情况下使用电压指令值法，在中高速情况下使用电压重构法，从而保证在全速度范围内都可得到高精度的磁链值，可以满足大部分无速度传感器电机控制系统的工程应用。
图2为本发明实施例双模式电压模型定子磁链的确定方法的流程示意图。
如图2所示，本发明实施例的双模式电压模型定子磁链的确定方法，主要包括利用如下步骤S101至步骤S104根据当前时刻的上一时刻的定子磁链修正值确定当前时刻的定子磁链。
在步骤S101中，获取上一时刻的定子磁链修正值，并据此确定当前时刻的定子角速度。
优选地，定子磁链包括定子磁链第一分量和定子磁链第二分量，定子磁链第一分量为定子磁链在直角坐标系的横轴上的投影，定子磁链第二分量为定子磁链在直角坐标系的纵轴上的投影。具体请参考图3。在图3中，ψs为定子磁链，ψsα为定子磁链第一分量，ψsβ为定子磁链第二分量。
优选地，根据以下表达式(6)和(7)确定当前时刻的定子角速度：
Figure BDA0001710118030000081
Figure BDA0001710118030000082
其中，θs(N)为当前时刻的定子磁链与直角坐标系的横轴之间的夹角，θs(N-1)为当前时刻的上一时刻的定子磁链与直角坐标系的横轴之间的夹角，
Figure BDA0001710118030000083
为当前时刻的上一时刻的定子磁链第一分量修正值，
Figure BDA0001710118030000084
为当前时刻的上一时刻的定子磁链第二分量修正值，ωs(N)为当前时刻的定子角速度，dt为预设的模型计算周期。
在步骤S102中，根据当前时刻的定子角速度，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压。其中，第一电压为电机控制系统中空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块的输入电压，第二电压为根据电机控制系统中空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块对其输入电压进行脉宽调制后输出的脉冲信号来控制逆变器(INV)的晶体管的开关状态得到的电压。具体请参考图4。如图4所示，其表示输入电压
Figure BDA0001710118030000085
经过空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块进行脉宽调制后，输出脉冲信号以控制逆变器(INV)的晶体管的开关状态，输出逆变器(INV)的交流电压，并将其传输给感应电机(M)。
该步骤的具体流程如图5所示。首先，执行步骤S1021。对当前时刻的定子角速度进行滞环判断，并输出判断结果。具体地，将当前时刻的定子角速度分别与第一预设角速度阈值和第二预设角速度阈值进行比较，若定子角速度小于第一预设角速度阈值，滞环输出信号为0；若定子角速度大于第二预设角速度阈值，滞环输出信号为1；若定子角速度大于等于第一预设角速度阈值且小于等于第二预设角速度阈值，滞环输出信号为当前时刻的上一时刻的滞环输出信号。
其次，执行步骤S1022。根据步骤S1021中的判断结果，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压。具体地，当滞环输出信号为0时，选择第一电压作为当前时刻的定子输入电压；当滞环输出信号为1时，选择第二电压作为当前时刻的定子输入电压。具体请参考图6。
优选地，根据以下表达式(8)和(9)得到第二电压：
Figure BDA0001710118030000091
N＝4·Sa+2·Sb+Sc (9)
其中，
Figure BDA0001710118030000092
为第二电压，UN为根据电机控制系统中空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块对其输入电压进行脉宽调制后输出的脉冲信号来控制三相逆变器(INV)的晶体管的开关状态得到的电压矢量，N为电压矢量的矢量号，Sa，Sb，Sc分别为三相逆变器的晶体管的开关状态。
在步骤S103中，基于预设的滤波系数、上一时刻的定子磁链和选择的当前时刻的定子输入电压得到当前时刻的定子磁链。
优选地，根据以下表达式(10)得到当前时刻的定子磁链：
ψs(N)＝k·ψs(N-1)+(us(N)-Rsis(N))·dt (10)
其中，ψs(N)为当前时刻的定子磁链，k为预设的滤波系数，k＝1-fc(N)·dt，fc(N)为当前时刻的定子截止频率，通常情况下，fc(N)＝0.2·fs(N)，fs(N)为当前时刻的定子角频率，
Figure BDA0001710118030000093
ωs(N)为当前时刻的定子角速度，dt为预设的模型计算周期，具体数值由芯片运算能力决定，一般可取20-40μs，ψs(N-1)为当前时刻的上一时刻的定子磁链，us(N)为当前时刻的定子电压，Rs为定子电阻，is(N)为当前时刻的定子电流。
在步骤S104中，基于预设的定子磁链幅值修正系数和预设的定子磁链相位修正角度对当前时刻的定子磁链进行修正，并输出当前时刻的定子磁链修正值。
优选地，根据以下表达式(11)和(12)对当前时刻的定子磁链进行修正：
Figure BDA0001710118030000101
Figure BDA0001710118030000102
其中，
Figure BDA0001710118030000103
为当前时刻的定子磁链第一分量修正值，
Figure BDA0001710118030000104
为当前时刻的定子磁链第二分量修正值，ψsα(N)为当前时刻的定子磁链第一分量，ψsβ(N)为当前时刻的定子磁链第二分量，Ampk为预设的定子磁链幅值修正系数，
Figure BDA0001710118030000105
dt为预设的模型计算周期，fc(N)为当前时刻的定子截止频率，dθ为预设的定子磁链相位修正角度，
Figure BDA0001710118030000106
fs(N)为当前时刻的定子角频率，
Figure BDA0001710118030000107
ωs(N)为当前时刻的定子角速度。
为了便于更好地理解本发明的技术方案，下面通过举例的方式对本发明实施例进行详细描述。
假定当前时刻为T2时刻，当前时刻的上一时刻为T1时刻。
首先，获取T1时刻的定子磁链第一分量修正值
Figure BDA0001710118030000108
和定子磁链第二分量修正值
Figure BDA0001710118030000109
并根据以上表达式(6)和(7)来确定T2时刻的定子角速度ωs(T2)。
接着，对T2时刻的定子角速度ωs(T2)进行滞环判断，并根据滞环判断结果从第一电压和第二电压中选择一项作为T2时刻的定子输入电压。具体地，将T2时刻的定子角速度ωs(T2)分别与第一预设角速度阈值ωs0和第二预设角速度阈值ωs1进行比较。若定子角速度ωs(T2)小于第一预设角速度阈值ωs0，表明定子速度较低，滞环输出信号S为0，此时选择第一电压
Figure BDA00017101180300001010
(即图4所示的SVPWM模块的输入电压)作为T2时刻的定子输入电压。若定子角速度ωs(T2)大于第二预设角速度阈值ωs1，表明定子速度较高，滞环输出信号S为1，此时选择第二电压
Figure BDA0001710118030000111
(即图6所示的通过对
Figure BDA0001710118030000112
进行电压重构得到的电压)作为T2时刻的定子输入电压。若定子角速度ωs(T2)大于等于第一预设角速度阈值ωs0且小于等于第二预设角速度阈值ωs1，滞环输出信号S为T1时刻的滞环输出信号。具体请参考图7。
这里，需要说明的是，由于本发明实施例是根据当前时刻的定子角速度的滞环判断结果来选择当前时刻的定子输入电压，在一定速度范围内进行滞环切换对系统控制性能无明显影响，因此对定子角速度的精度要求不高。根据工程经验，切换速度区间优选为额定速度的20～30％。
可见，本发明实施例是对当前时刻的定子角速度进行滞环判断，并根据滞环判断结果来选择当前时刻的定子输入电压。由于采用滞环切换方式，因此可以有效避免两种电压的频繁切换，确保电机控制系统的稳定性和可靠性。
当选择第一电压
Figure BDA0001710118030000113
作为T2时刻的定子输入电压时，将
Figure BDA0001710118030000114
代入以上表达式(10)，并结合定子电阻Rs、预设的滤波系数k、T1时刻的定子磁链第一分量ψsα(T1)、通过电流传感器测量得到的T2时刻的定子电流is(T2)、预设的模型计算周期dt来得到T2时刻的定子磁链第一分量ψsα(T2)。
类似地，将
Figure BDA0001710118030000115
代入以上表达式(10)，并结合定子电阻Rs、预设的滤波系数k、T1时刻的定子磁链第二分量ψsβ(T1)、通过电流传感器测量得到的T2时刻的定子电流is(T2)、预设的模型计算周期dt来得到T2时刻的定子磁链第二分量ψsβ(T2)。
当选择第二电压
Figure BDA0001710118030000116
作为T2时刻的定子输入电压时，首先要结合三相逆变器的晶体管的开关状态Sa、Sb、Sc和通过电压传感器测量得到的直流母线电压Ud来得到第二电压
Figure BDA0001710118030000117
其中，三相逆变器的晶体管的开关状态Sa、Sb、Sc是通过电机控制系统中空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块对其输入电压
Figure BDA0001710118030000118
进行脉宽调制后输出的脉冲信号来控制的。具体请参考图4。
具体地，如以上表达式(8)所示，
Figure BDA0001710118030000121
UN为根据电机控制系统中空间矢量脉宽调制(SVPWM)模块对其输入电压
Figure BDA0001710118030000122
进行脉宽调制后输出的脉冲信号来控制三相逆变器(INV)的晶体管的开关状态得到的电压矢量，N为电压矢量的矢量号。如图8所示，UN包括U0至U7共8个电压矢量，其幅值为
Figure BDA0001710118030000123
其中，U0和U7为两个零矢量，U1至U6为6个有效矢量，相隔60°空间分布。
Sa，Sb，Sc分别为三相逆变器的晶体管的开关状态。具体请参考图9。其中，Sa为三相逆变器的A相的晶体管的开关状态，Sb为三相逆变器的B相的晶体管的开关状态，Sc为三相逆变器的C相的晶体管的开关状态。具体地，Sa＝1表示三相逆变器的A相的上部晶体管VT1导通，下部晶体管VT4关闭；Sa＝0表示三相逆变器的A相的上部晶体管VT1关闭，下部晶体管VT4导通。Sb＝1表示三相逆变器的B相的上部晶体管VT3导通，下部晶体管VT6关闭；Sb＝0表示三相逆变器的B相的上部晶体管VT3关闭，下部晶体管VT6导通。Sc＝1表示三相逆变器的C相的上部晶体管VT5导通，下部晶体管VT2关闭；Sc＝0表示三相逆变器的C相的上部晶体管VT5关闭，下部晶体管VT2导通。
根据上述三相逆变器的晶体管的开关状态，根据以上表达式(8)和(9)，可以得到对应的电压矢量(U0至U7中的任一个)。具体地，当Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0时，可以得到
Figure BDA0001710118030000124
当Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1时，可以得到
Figure BDA0001710118030000125
当Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0时，可以得到
Figure BDA0001710118030000126
当Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1时，可以得到
Figure BDA0001710118030000127
当Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0时，可以得到
Figure BDA0001710118030000128
当Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1时，可以得到
Figure BDA0001710118030000129
当Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0时，可以得到
Figure BDA00017101180300001210
当Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1时，可以得到
Figure BDA00017101180300001211
接着，将上述获取的与晶体管的开关状态对应的电压矢量(U0至U7中的任一个)代入以上表达式(10)，并结合定子电阻Rs、预设的滤波系数k、T1时刻的定子磁链第一分量ψsα(T1)、通过电流传感器测量得到的T2时刻的定子电流is(T2)、预设的模型计算周期dt来得到T2时刻的定子磁链第一分量ψsα(T2)。
类似地，将上述获取的与晶体管的开关状态对应的电压矢量(U0至U7中的任一个)代入以上表达式(10)，并结合定子电阻Rs、预设的滤波系数k、T1时刻的定子磁链第二分量ψsβ(T1)、通过电流传感器测量得到的T2时刻的定子电流is(T2)、预设的模型计算周期dt来得到T2时刻的定子磁链第二分量ψsβ(T2)。
这里，需要说明的是，一般情况下，通过以上表达式(2)所示的数字积分方法是可以得到定子磁链的。但是，在本发明实施例中，为了避免纯积分带来的直流偏滞现象，使用滤波与补偿相结合的方法来替代纯数字积分的方法。因此，本发明实施例使用以上表达式(10)来计算当前时刻的定子磁链。
最后，根据以上表达式(11)对T2时刻的定子磁链第一分量ψsα(T2)进行修正得到T2时刻的定子磁链第一分量修正值
Figure BDA0001710118030000131
根据以上表达式(12)对T2时刻的定子磁链第二分量ψsβ(T2)进行修正得到T2时刻的定子磁链第二分量修正值
Figure BDA0001710118030000132
随后，再根据T2时刻的定子磁链第一分量修正值
Figure BDA0001710118030000133
和定子磁链第二分量修正值
Figure BDA0001710118030000134
来确定T2时刻的下一时刻(T3时刻)的定子磁链。如此重复执行，直至确定最后时刻的定子磁链为止。
这里，需要说明的是，由于定子磁链第一分量ψsα和定子磁链第二分量ψsβ的初始值为0，因此，在开始操作时需要向电压模型施加预定脉冲以使定子磁链第一分量ψsα和定子磁链第二分量ψsβ到达预定值，然后才可以执行以上步骤。
应用本发明实施例提供的双模式电压模型定子磁链的确定方法，在低速情况下选择第一电压作为当前时刻的定子输入电压，可以确保在低速情况下获得高精度的定子磁链值；在中高速情况下选择第二电压作为当前时刻的定子输入电压，可以确保在中高速情况下获得高精度的定子磁链值。因此，该方法能够在全速度范围内得到高精度的定子磁链值，从而可以满足大部分无速度传感器电机控制系统的工程应用。
此外，由于利用滞环切换方式从第一电压与第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压，可以有效避免两种电压的频繁切换，确保了电机控制系统的稳定性和可靠性。
本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。
虽然本发明所公开的实施方式如上，但所述的内容只是为了便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。任何本发明所属技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所公开的精神和范围的前提下，可以在实施的形式上及细节上作任何的修改与变化，但本发明的保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (10)

1.一种双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，包括利用如下步骤根据当前时刻的上一时刻的定子磁链修正值确定当前时刻的定子磁链：
获取上一时刻的定子磁链修正值，并据此确定当前时刻的定子角速度；
根据所述当前时刻的定子角速度，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压，所述第一电压为电机控制系统中空间矢量脉宽调制模块的输入电压，所述第二电压为根据电机控制系统中空间矢量脉宽调制模块对其输入电压进行脉宽调制后输出的脉冲信号来控制逆变器的晶体管的开关状态得到的电压；其中，若所述当前时刻的定子角速度小于第一预设角速度阈值，选择所述第一电压作为当前时刻的定子输入电压；若所述当前时刻的定子角速度大于第二预设角速度阈值，选择所述第二电压作为当前时刻的定子输入电压；若所述当前时刻的定子角速度大于等于所述第一预设角速度阈值且小于等于所述第二预设角速度阈值，当前时刻的定子输入电压与上一时刻的定子输入电压相同；
基于预设的滤波系数、上一时刻的定子磁链和选择的当前时刻的定子输入电压得到当前时刻的定子磁链；以及
基于预设的定子磁链幅值修正系数和预设的定子磁链相位修正角度对当前时刻的定子磁链进行修正，并输出当前时刻的定子磁链修正值。
2.根据权利要求1所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，所述定子磁链包括定子磁链第一分量和定子磁链第二分量，所述定子磁链第一分量为所述定子磁链在直角坐标系的横轴上的投影，所述定子磁链第二分量为所述定子磁链在直角坐标系的纵轴上的投影。
3.根据权利要求2所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，根据以下表达式确定所述当前时刻的定子角速度：
Figure FDA0002958055610000011
Figure FDA0002958055610000012
其中，θs(N)为当前时刻的定子磁链与直角坐标系的横轴之间的夹角，θs(N-1)为当前时刻的上一时刻的定子磁链与直角坐标系的横轴之间的夹角，
Figure FDA0002958055610000021
为当前时刻的上一时刻的定子磁链第一分量修正值，
Figure FDA0002958055610000022
为当前时刻的上一时刻的定子磁链第二分量修正值，ωs(N)为当前时刻的定子角速度，dt为预设的模型计算周期。
4.根据权利要求1所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，根据所述当前时刻的定子角速度，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压，包括：
对所述当前时刻的定子角速度进行滞环判断，并输出判断结果；
根据所述判断结果，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压。
5.根据权利要求4所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，对所述当前时刻的定子角速度进行滞环判断，并输出判断结果，包括：
将所述当前时刻的定子角速度分别与第一预设角速度阈值和第二预设角速度阈值进行比较，并根据比较结果输出判断结果。
6.根据权利要求5所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，将所述当前时刻的定子角速度分别与第一预设角速度阈值和第二预设角速度阈值进行比较，并根据比较结果输出判断结果，包括：
将所述当前时刻的定子角速度分别与第一预设角速度阈值和第二预设角速度阈值进行比较，若所述定子角速度小于所述第一预设角速度阈值，滞环输出信号为0；若所述定子角速度大于所述第二预设角速度阈值，滞环输出信号为1；若所述定子角速度大于等于所述第一预设角速度阈值且小于等于所述第二预设角速度阈值，滞环输出信号为当前时刻的上一时刻的滞环输出信号。
7.根据权利要求6所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，根据所述判断结果，从第一电压和第二电压中选择一项作为当前时刻的定子输入电压，包括：
当所述滞环输出信号为0时，选择所述第一电压作为当前时刻的定子输入电压；
当所述滞环输出信号为1时，选择所述第二电压作为当前时刻的定子输入电压。
8.根据权利要求7所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，根据以下表达式得到所述第二电压：
Figure FDA0002958055610000031
N＝4·Sa+2·Sb+Sc
其中，
Figure FDA0002958055610000032
为所述第二电压，UN为根据电机控制系统中空间矢量脉宽调制模块对其输入电压进行脉宽调制后输出的脉冲信号来控制三相逆变器的晶体管的开关状态得到的电压矢量，N为所述电压矢量的矢量号，Sa，Sb，Sc分别为三相逆变器的晶体管的开关状态。
9.根据权利要求2所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，根据以下表达式得到所述当前时刻的定子磁链：
ψs(N)＝k·ψs(N-1)+(us(N)-Rsis(N))·dt
其中，ψs(N)为当前时刻的定子磁链，k为预设的滤波系数，k＝1-fc(N)·dt，fc(N)为当前时刻的定子截止频率，dt为预设的模型计算周期，ψs(N-1)为当前时刻的上一时刻的定子磁链，us(N)为当前时刻的定子电压，Rs为定子电阻，is(N)为当前时刻的定子电流。
10.根据权利要求2所述的双模式电压模型定子磁链的确定方法，其特征在于，根据以下表达式对当前时刻的定子磁链进行修正：
Figure FDA0002958055610000033
Figure FDA0002958055610000034
其中，
Figure FDA0002958055610000035
为当前时刻的定子磁链第一分量修正值，
Figure FDA0002958055610000036
为当前时刻的定子磁链第二分量修正值，ψsα(N)为当前时刻的定子磁链第一分量，ψsβ(N)为当前时刻的定子磁链第二分量，Ampk为预设的定子磁链幅值修正系数，
Figure FDA0002958055610000037
dt为预设的模型计算周期，fc(N)为当前时刻的定子截止频率，dθ为预设的定子磁链相位修正角度，
Figure FDA0002958055610000041
fs(N)为当前时刻的定子角频率，
Figure FDA0002958055610000042
ωs(N)为当前时刻的定子角速度。
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