CN116232154A - 基于复矢量离散滤波器的电机参数估计及控制方法和系统 - Google Patents

基于复矢量离散滤波器的电机参数估计及控制方法和系统 Download PDF

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CN116232154A CN202310410946.4A CN202310410946A CN116232154A CN 116232154 A CN116232154 A CN 116232154A CN 202310410946 A CN202310410946 A CN 202310410946A CN 116232154 A CN116232154 A CN 116232154A
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Abstract

本发明公开了一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计及控制方法和系统，该方法包括：获取永磁同步电机在α,β方向的定子电流及定子电压；再将α,β方向的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势；后将所述反电动势输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；最后将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势归一化处理后的数据输入所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值。即将得到的转子位置观测值以及转速观测值应用于IPMSM矢量控制，进而可实现永磁同步电机的控制，综上，本发明以一种新技术手段来实现无位置传感器控制，实现低开关频率下反电动势谐波消除，提升估算精度。

Description

基于复矢量离散滤波器的电机参数估计及控制方法和系统
技术领域
本发明属于永磁同步电机控制技术领域，具体涉及一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计及控制方法和系统。
背景技术
永磁同步电机因其高效率、高功率密度、低运行噪音等优点，已成为先进轨道交通装备、航空航天装备等高端装备的核心动力来源部件。IPMSM系统高性能控制要求实时获取电机的转子位置信息，常采用机械式位置传感器来获取实时位置，但使用该类传感器会导致电机系统体积增加、可靠性降低、成本上升等缺点。无位置传感器控制技术摈弃了机械式位置传感器，仅利用电压、电流信号提取位置和转速信息，适用于电动汽车等结构紧凑或者位置传感器无法应用的场合。因此，开展基于无位置传感器的IPMSM系统控制技术研究，对提升我国高端装备电气自动化水平具有重要意义。
目前，无位置传感器控制领域在中高速运行范围多采用基于模型法实现转子位置和转速的估计，主要包括滑模观测器法、全阶龙贝格观测器法、扰动观测器法等，而滑模观测器法通过变结构控制实现观测误差信号收敛，算法简单、容易实现，且对Rs、Ld、Lq等电机参数变化具有强鲁棒性，可实现多参数摄动下反电动势的准确估计。因此，滑模观测器法是中高速运行范围下无位置传感器控制的主流方法。但滑模观测器法受变结构控制的影响会出现明显的抖振现象，其次，由于逆变器非线性和磁场空间谐波会导致基于滑模观测器法实现的转子位置检测中出现6k次误差脉动，影响转子位置估计精度，降低IPMSM无位置传感器控制系统的性能。因此，需要对抖振现象以及反电动势谐波进行抑制。
常用的抑制方法多基于附加滤波器进行实现，如低通滤波器、带通滤波器等。然而，低通滤波器的使用会导致观测的反电动势出现相位滞后，需要额外的补偿措施，降低了转子位置估计精度，恶化了系统动态性能；而带通滤波器通常在连续时间域下进行设计，结构相对复杂，在进行算法的实现时，需要进行离散化处理，这会引入离散误差和截断误差，降低了反电动势特定频次谐波消除的精确性。此外，这些方法对采样频率十分敏感，无法实现低开关频率、高转速运行下反电动势谐波的消除，降低了IPMSM无位置传感器的控制性能。
发明内容
本发明针对上述抑制方法存在效果不佳的技术问题，提供另一种全新的抑制方法来对抖振现象以及反电动势谐波进行抑制。具体是提供一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计及控制方法和系统，该电机参数估计方法/控制方法属于无位置传感器控制方法，可以避免机械位置传感器的安装，提升电机系统的可靠性，适用于轨道交通、航天航空、电动汽车等高动态性能要求的场合。更为核心的是，本发明为了抑制抖振现象以及反电动势谐波，构建了复矢量离散滤波器(两输入两输出系统)，在保证精确消除反电动势中谐波分量的同时，避免了相位延迟的引入，不需要额外的补偿措施，降低了IPMSM无位置传感器控制系统的复杂性，且该离散滤波器对采样频率具有强鲁棒性，可实现低开关频率下反电动势谐波消除，提升了转子位置估计精度。
一方面，本发明提供的一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计方法，包括以下步骤：
步骤1：对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
步骤2：将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；
其中，所述定子电压为定子电压采样值或定子电压参考值；
步骤3：将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
步骤4：将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势归一化处理后的数据输入所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值。
进一步可选地，步骤3中所述复矢量离散滤波器对应的基波反电动势的公式如下：
Figure BDA0004183144780000021
其中，
Figure BDA0004183144780000022
为两相静止坐标系下k时刻的反电动势观测值经复矢量离散滤波器滤波后的基波反电动势；μn代表相应的增益系数，n为谐波次数，譬如，n取1，5，7，11等奇次谐波，代表反电势中包含的第n次分量，其中，5、7次谐波占主导地位，因此，通常优优选对5、7次谐波做滤除；两相静止坐标系下k时刻的反电动势eαβ(k)＝eα(k)+jeβ(k)，eα(k)与eβ(k)为两相静止坐标系下k时刻的α,β方向的反电动势，参与上述计算时，该数值取滑模观测器观测得到k时刻的α,β方向的反电动势观测值；/>
Figure BDA0004183144780000031
为滑模观测器观测得到k时刻的α,β方向的反电动势观测值中包含的第n次分量，Gn为谐波次数n对应的状态转移矩阵。
进一步可选的，状态转移矩阵Gn的公式为：
Figure BDA0004183144780000032
其中，
Figure BDA0004183144780000033
为正交锁相环估算的k时刻对应的转速观测值，Ts为采样周期。
进一步可选地，所述滑模观测器为基于sigmoid函数的离散滑模观测器，所述离散滑模观测器的观测公式如下：
Figure BDA0004183144780000034
Figure BDA0004183144780000035
其中，
Figure BDA0004183144780000036
分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k+1时刻的定子电流观测值，/>
Figure BDA0004183144780000037
为正交锁相环估算的k时刻的转速观测值，/>
Figure BDA0004183144780000038
分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的定子电流观测值，uα(k)、uβ(k)分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的定子电压，/>
Figure BDA0004183144780000039
分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的反电动势观测值，Rs为定子电阻，Ts为采样周期，/>
Figure BDA00041831447800000310
为滑模增益，设定为常数；a为大于0的常数，Ld、Lq分别为直交d轴、q轴电感，e为自然底数。
进一步可选地，对所述基波反电动势进行归一化处理的过程为：
将所述基波反电动势中两相静止坐标系α,β轴对应的基波反电动势
Figure BDA00041831447800000311
分别乘以/>
Figure BDA00041831447800000312
第二方面，本发明提供的一种基于复矢量离散滤波器的电机控制方法，包括以下步骤：
S1：对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
S2：将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；
其中，所述定子电压为定子电压采样值或定子电压参考值；
S3：将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
S4：将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势进行归一化处理后作为所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值；
S5：将估算的所述转子位置观测值以及转速观测值用于IPMSM矢量控制，最终得到PWM驱动信号，所述PWM驱动信号控制逆变器开关管通断得到逆变电压驱动IPMSM，从而实现IPMSM无位置传感器控制；
其中，所述转子位置观测值用于旋转坐标变换，所述转速观测值用作于转速外环的反馈值。
第三方面，本发明提供的一种基于所述电机参数估计方法的系统，包括：
采样及处理模块，用于对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
反电动势计算模块，用于将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；
其中，所述定子电压为定子电压采样值或定子电压参考值；
滤波模块，用于将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
估算模块，用于将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势进行归一化处理后作为所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值。
进一步可选地，该系统还包括控制模块，所述控制模块用于将估算的所述转子位置观测值以及转速观测值用于IPMSM矢量控制，最终得到PWM驱动信号，所述PWM驱动信号控制逆变器开关管通断得到逆变电压驱动IPMSM，从而实现IPMSM无位置传感器控制。
第四方面，本发明提供的一种基于所述电机控制方法的系统，至少包括：
采样模块、滑模观测器、复矢量离散滤波器、归一化锁相环、电流内环、转速外环、PI调节器、SVPWM调制模块、逆变器、永磁同步电机；
其中，所述采样模块与所述永磁同步电机连接，用于对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；以及还用于获取定子电压；
所述采样模块、所述归一化锁相环均与所述滑模观测器连接，其中，所述采样模块将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压、以及所述归一化锁相环将估算的转速观测值均输入滑模观测器，所述滑模观测器观测得到反电动势观测值；
所述滑模观测器与所述离散滤波器连接，所述复矢量离散滤波器对所述反电动势观测值进行滤波得到基波反电动势；
所述复矢量离散滤波器与所述归一化锁相环连接，所述归一化锁相环基于所述基波反电动势估算得到转子位置观测值以及转速观测值；
所述归一化锁相环与转速外环连接，将所述转速观测值输入所述转速外环；
所述转速外环、转速环PI调节器、电流内环、电流内环PI调节器、所述SVPWM调制模块、逆变器依次连接，构成IPMSM矢量控制模块，最终生成逆变电压驱动IPMSM，所述逆变电压驱动IPMSM输入所述永磁同步电机。
第五方面，本发明提供的一种计算机可读存储介质，存储了计算机程序，所述计算机程序被处理器调用以实现：
所述一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计方法的步骤；或者所述一种基于复矢量离散滤波器的电机控制方法的步骤。
有益效果
本发明提供的一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计方法及控制方法，是以一种全新的抑制方法来实现无位置传感器控制方法，避免了机械位置传感器的安装。其中，本发明通过构建复矢量离散滤波器对滑模观测器观测的反电动势进行滤波，即提取基波分量，滤除谐波分量，避免了传统低通滤波器对反电动势造成的相位延迟，同时因为该方法在离散域下直接设计，不需要离散化处理，可避免离散误差。因此，本发明在保证精确消除反电动势中谐波分量的同时，避免了相位延迟的引入，不需要额外的补偿措施，降低了IPMSM无位置传感器控制系统的复杂性，且该复矢量离散滤波器对采样频率具有强鲁棒性，可实现低开关频率下反电动势谐波消除，提升了转子位置估计精度。
附图说明
图1为本发明所公开的基于离散滤波器的一种基于复矢量离散滤波器的电机控制方法的控制系统的结构框图；
图2为本发明实施例基于sigmoid函数的离散滑模观测器结构框图；
图3为本发明实施例的复矢量离散滤波器结构框图。
具体实施方式
本发明提供一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计方法及控制方法和系统。该方法属于无位置传感器控制方法，进而无需安装机械位置传感器；其次，针对滑模观测器引出的抖振现象，本发明构建的复矢量离散滤波器在保证精确消除反电动势中谐波分量的同时，避免了相位延迟的引入，不需要额外的补偿措施，降低了IPMSM无位置传感器控制系统的复杂性，且可实现低开关频率下反电动势谐波消除，提升了转子位置估计精度。具体请见下文。
本发明技术方案提供的估计方法和控制方法均需要使用滑模观测器以及复矢量离散滤波器，因此，对其原理先进行如下简述：
滑模观测器：
如图2所示，本发明实例是构建了基于sigmoid函数的离散滑模观测器。具体是利用IPMSM扩展反电动势模型构建滑模观测器。
(1)首先建立IPMSM扩展反电动势数学模型，并将电流为状态变量表示为状态空间形式：
Figure BDA0004183144780000061
式中：Rs为定子电阻；Ld、Lq分别为直交(dq)轴电感；ωe为电机实际电角速度；
Figure BDA0004183144780000062
为两相静止坐标系下的定子电流的状态变量；uα、uβ分别表示两相静止坐标系下α,β方向的定子电压；/>
Figure BDA0004183144780000063
为两相静止坐标系下α,β方向的反电动势，其中，θe为实际转子位置，ψf为永磁磁链。
(2)根据上述扩展反电动势模型构建离散滑模观测器为：
Figure BDA0004183144780000071
Figure BDA0004183144780000072
式中：Ts为采样周期；k为采样时刻；
Figure BDA0004183144780000073
为滑模增益，/>
Figure BDA0004183144780000074
为两相静止坐标系下α,β方向的反电动势观测值的模，在选定滑模增益时，可以利用历史反电动势观测值的绝对值来确定滑模增益的取值范围，进而设定一个经验值；也可以基于该原则采用其他方式来确定滑模增益的数值。a为大于0的常数，可用于调整sigmoid函数的斜率。/>
Figure BDA0004183144780000075
分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k+1时刻的定子电流观测值；
Figure BDA0004183144780000076
分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的定子电流观测值；iα(k)，iβ(k)分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的定子电流实际值(采样值)，uα(k)、uβ(k)分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的定子电压(采样值或者参考值，图1中是由/>
Figure BDA0004183144780000077
经过坐标变换得到的)，/>
Figure BDA0004183144780000078
分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的反电动势观测值，/>
Figure BDA0004183144780000079
为正交锁相环估算的转速观测值。
应当理解，先设定定子电流观测值的初值后，再利用上述公式的计算，后续得到的定子电流观测值越来越逼近定子电流实际值，当定子电流观测值收敛至定子电流实际值时(电流观测值趋近于滑模面)，此时得到的反电动势视为最终的反电动势观测值，参与后续位置估计，应当理解，未趋向收敛时的数据也可以传入复矢量离散滤波器，区别在于不估算对应当前时刻的位置。
复矢量离散滤波器：
如图3所示为发明实施例的复矢量离散滤波器结构框图。具体的：
因为两相静止坐标系下α,β方向的反电动势eα与eβ满足如下关系：
Figure BDA00041831447800000710
式中：两相静止坐标系下的反电动势eαβ＝eα+jeβ，其中j为虚数单位。
基于指数矩阵的状态空间转换法，获得式(4)的离散模型为：
eαβ(k+1)＝Geαβ(k) (5)
式中：状态转移矩阵
Figure BDA0004183144780000081
为了提取期望的反电动势分量，基于现代控制理论得到如下公式
Figure BDA0004183144780000082
式中：M＝μI2为增益矩阵，其中，μ＞0为常数，
Figure BDA0004183144780000083
为单位矩阵。/>
Figure BDA0004183144780000084
为两相静止坐标系下k+1时刻的反电动势观测值。
可以得到其开环传递函数Top：
Figure BDA0004183144780000085
式中：z代表Z变换中的变量。
以复变量来表示该传递函数可以得到：
Figure BDA0004183144780000086
以此为基础，设计一个多层结构来提取反电势基波分量，并消除指定的谐波分量，首先定义一个内部动态模型IDM[Gn]：
Figure BDA0004183144780000087
式中，本实施例优选n＝1,5,7代表反电势中包含的第n次分量；
Figure BDA0004183144780000088
因此，可以得到期望输出的基波反电势分量：
Figure BDA0004183144780000089
/>
式中：μn＞0代表相应的增益系数，其具体数值为设定的固定值，是根据具体滤波性能要求进行调参确定。
Figure BDA00041831447800000810
为滑模观测器观测得到k时刻的α,β方向的反电动势观测值中包含的第n次分量，其中，第n次分量对应的n为谐波次数。
本实施例中优选谐波次数n＝1,5,7是因为5、7次谐波占主导地位，需要对5、7次谐波做滤除。基于上述公式以及图3，本领域技术人员是能理解上述复矢量离散滤波器能够滤除指定谐波分量，得到基波反电动势分量。
基于上述理论性陈述，下面将结合具体实例进行说明：
实施例1：
本实施例提供一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计方法，其包括以下步骤：
步骤1：对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
其中，对永磁同步电机三相定子电流进行采样，获得定子电流ia、ib、ic，经过静止坐标变换(3s/2s变换)得到iα、iβ。
步骤2：将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值。其中，定子电压为定子电压采样值或定子电压参考值。
其中，按照公式(2)以及公式(3)可以计算出反电动势观测值。
步骤3：将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势。
其中，按照公式10计算出基波反电动势
Figure BDA0004183144780000091
步骤4：将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势归一化处理后的数据输入所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值。
本实施例中优选对基波反电动势
Figure BDA0004183144780000092
进行归一化处理，即将/>
Figure BDA0004183144780000093
分别乘以
Figure BDA0004183144780000094
其他可行的实施例中，可以选择不进行归一化处理，本发明对此并无绝对的特定要求。本实施例中归一化处理后，可以避免PLL带宽受电机转速影响，确保在宽调速范围内PLL可以对转子位置进行精确估算。需要说明的是，正交锁相环PLL为现有技术内容，将基波反电动势输入之内估算转子位置观测值以及转速观测值也是现有技术可实现的，因此，本发明对此不进行具体的阐述。
实施例2：
本实施例提供一种基于复矢量离散滤波器的电机控制方法，其包括以下步骤：
S1：对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流。
若是还需要对定子电压进行采样，则本步骤对永磁同步电机进行采样得到实时定子电流以及实时定子电压，并对所述实时定子电流以及所述实时定子电压进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压；
S2：将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；
S3：将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
S4：将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势进行归一化处理后作为所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值；
S5：将估算的所述转子位置观测值以及转速观测值用于IPMSM矢量控制，最终得到PWM驱动信号，所述PWM驱动信号控制逆变器开关管通断得到逆变电压驱动IPMSM，从而实现IPMSM无位置传感器控制；
其中，步骤S1-S4可以参照前述实施例的相关表述。关于步骤S5：其中，转子位置观测值
Figure BDA0004183144780000101
用以旋转坐标变换(2s/2r变换、2r/2s变换)，转速观测值/>
Figure BDA0004183144780000102
反馈到转速外环输入端与参考转速/>
Figure BDA0004183144780000103
做差得到转速误差/>
Figure BDA0004183144780000104
再经转速环PI调节器得到q轴参考电流/>
Figure BDA0004183144780000105
得到的q轴参考电流/>
Figure BDA0004183144780000106
与d轴给定参考电流/>
Figure BDA0004183144780000107
分别与2s/2r变换得到的dq轴实际电流id、iq做差，将电流误差经电流环PI调节器，所得输出分别加上dq轴前馈解耦分量得到dq轴参考电压/>
Figure BDA0004183144780000108
再利用2r/2s变换将得到的/>
Figure BDA0004183144780000109
变换为αβ轴下的电压uα、uβ输入至SVPWM调制模块中，经调制后输出PWM驱动信号Sabc控制逆变器开关管通断，得到逆变电压驱动IPMSM，从而实现IPMSM无位置传感器控制。
需要说明的是，步骤S5的实现过程是现有技术，因此对其不进行更加详细的阐述。
实施例3：
本实施例提供一种基于所述电机参数估计方法/控制方法的系统，其至少包括：采样及处理模块，反电动势计算模块、滤波模块以及估算模块。
采样及处理模块用于对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流，以及还用于获取定子电流；反电动势计算模块用于将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；滤波模块用于将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；估算模块用于将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势进行归一化处理后作为所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值。
在另一些实现方式中，该系统还包括控制模块，用于将估算的所述转子位置观测值以及转速观测值用于IPMSM矢量控制，最终得到PWM驱动信号，所述PWM驱动信号控制逆变器开关管通断得到逆变电压驱动IPMSM，从而实现IPMSM无位置传感器控制。
具体各个模块的实现过程请参照上述方法的内容，在此不再赘述。应该理解到，上述功能模块的划分仅仅是一种逻辑功能的划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。同时，上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
实施例4：
本实施例提供一种基于所述电机控制方法的系统，至少包括：
采样模块、滑模观测器、复矢量离散滤波器、归一化锁相环、电流内环、转速外环、PI调节器、SVPWM调制模块、逆变器、永磁同步电机；
其中，所述采样模块与所述永磁同步电机连接，用于对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流以及还用于获取定子电流；所述采样模块、所述归一化锁相环均与所述滑模观测器连接。若是定子电压是定子电压采样值，则也由采样模块采集，进而所述采样模块将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压、以及所述归一化锁相环将估算的转速观测值均输入滑模观测器，所述滑模观测器观测得到反电动势观测值；
所述滑模观测器与所述复矢量离散滤波器连接，所述复矢量离散滤波器对所述反电动势观测值进行滤波得到基波反电动势；
所述复矢量离散滤波器与所述归一化锁相环连接，所述归一化锁相环基于所述基波反电动势估算得到转子位置观测值以及转速观测值；
所述归一化锁相环与转速外环连接，将所述转速观测值输入所述转速外环；
所述转速外环、转速环PI调节器、电流内环、电流内环PI调节器、所述SVPWM调制模块、逆变器依次连接，构成IPMSM矢量控制模块，最终生成逆变电压驱动IPMSM，所述逆变电压驱动IPMSM输入所述永磁同步电机。
应当理解，本实施例中上述元件之间的连接关系及信号传输关系具体可以参照图1。
实施例5：
本实施例提供一种计算机可读存储介质，其存储了计算机程序，所述计算机程序被处理器调用以实现：一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计方法的步骤；或者一种基于复矢量离散滤波器的电机控制方法的步骤。
其中，实现一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计方法时，所述计算机程序被处理器调用以实现：
步骤1：对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
步骤2：将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；
步骤3：将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
步骤4：将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势归一化处理后的数据输入所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值。
其中，实现一种基于复矢量离散滤波器的电机控制方法时，所述计算机程序被处理器调用以实现：
S1：对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
S2：将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；
S3：将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
S4：将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势进行归一化处理后作为所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值；
S5：将估算的所述转子位置观测值以及转速观测值用于IPMSM矢量控制，最终得到PWM驱动信号，所述PWM驱动信号控制逆变器开关管通断得到逆变电压驱动IPMSM，从而实现IPMSM无位置传感器控制。
应当理解，部分步骤的实现过程以及部分步骤的是否执行、执行顺序可以参照前述实施例的实现过程。
所述可读存储介质为计算机可读存储介质，其可以是前述任一实施例所述的控制器的内部存储单元，例如控制器的硬盘或内存。所述可读存储介质也可以是所述控制器的外部存储设备，例如所述控制器上配备的插接式硬盘，智能存储卡(Smart Media Card，SMC)，安全数字(Secure Digital，SD)卡，闪存卡(Flash Card)等。进一步地，所述可读存储介质还可以既包括所述控制器的内部存储单元也包括外部存储设备。所述可读存储介质用于存储所述计算机程序以及所述控制器所需的其他程序和数据。所述可读存储介质还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。
基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分，或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的可读存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
需要强调的是，本发明所述的实例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明不限于具体实施方式中所述的实例，凡是由本领域技术人员根据本发明的技术方案得出的其他实施方式，不脱离本发明宗旨和范围的，不论是修改还是替换，同样属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于复矢量离散滤波器的电机参数估计方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤1：对永磁同步电机进行采样，至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
步骤2：将两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值，
其中，所述定子电压为定子电压采样值或定子电压参考值；
步骤3：将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
步骤4：将所述基波反电动势或者所述基波反电动势进行归一化处理后的数据，输入所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值。
2.根据权利要求1所述的电机参数估计方法，其特征在于：步骤3中所述复矢量离散滤波器输出的对应的基波反电动势的公式如下：
Figure FDA0004183144770000011
其中，
Figure FDA0004183144770000012
为两相静止坐标系下k时刻的反电动势观测值经复矢量离散滤波器滤波后的基波反电动势；μn代表相应的增益系数，两相静止坐标系下k时刻的反电动势eαβ(k)＝eα(k)+jeβ(k)，eα(k)与eβ(k)为两相静止坐标系下k时刻的α,β方向的反电动势，数值取滑模观测器观测得到k时刻的α,β方向的反电动势观测值；/>
Figure FDA0004183144770000013
为滑模观测器观测得到k时刻的α,β方向的反电动势观测值中包含的第n次分量，Gn为谐波次数n对应的状态转移矩阵。
3.根据权利要求2所述的电机参数估计方法，其特征在于：状态转移矩阵Gn的公式为：
Figure FDA0004183144770000014
其中，
Figure FDA0004183144770000015
为正交锁相环估算的k时刻对应的转速观测值，Ts为采样周期。
4.根据权利要求1所述的电机参数估计方法，其特征在于：所述滑模观测器为基于sigmoid函数的离散滑模观测器，所述离散滑模观测器的观测公式如下：
Figure FDA0004183144770000021
Figure FDA0004183144770000022
其中，
Figure FDA0004183144770000023
分别表示两相静止坐标系下αβ方向的k+1时刻的定子电流观测值，/>
Figure FDA0004183144770000024
为正交锁相环估算的k时刻的转速观测值，/>
Figure FDA0004183144770000025
分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的定子电流观测值，uα(k)、uβ(k)分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的定子电压，/>
Figure FDA0004183144770000026
分别表示两相静止坐标系下α,β方向的k时刻的反电动势观测值，Rs为定子电阻，Ts为采样周期，kSMO为滑模增益，设定为常数；a为大于0的常数，Ld、Lq分别为直交d轴、q轴电感，e为自然底数。
5.根据权利要求1所述的电机参数估计方法，其特征在于：对所述基波反电动势进行归一化处理的过程为：
将所述基波反电动势中两相静止坐标系α,β轴对应的基波反电动势
Figure FDA0004183144770000027
分别乘以
Figure FDA0004183144770000028
6.一种基于复矢量离散滤波器的电机控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1：对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
S2：将两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；
其中，所述定子电压为定子电压采样值或定子电压参考值；
S3：将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
S4：将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势进行归一化处理后作为所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值；
S5：将估算的所述转子位置观测值以及转速观测值用于IPMSM矢量控制，最终得到PWM驱动信号，所述PWM驱动信号控制逆变器开关管通断得到逆变电压驱动IPMSM，从而实现IPMSM无位置传感器控制；
其中，所述转子位置观测值用于旋转坐标变换，所述转速观测值用作于转速外环的反馈值。
7.一种基于权利要求1-5任一项所述电机参数估计方法的系统，其特征在于：包括：
采样及处理模块，用于对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；
反电动势计算模块，用于将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压，以及正交锁相环估算的转速观测值输入滑模观测器观测得到反电动势观测值；
其中，所述定子电压为定子电压采样值或定子电压参考值；
滤波模块，用于将所述反电动势观测值输入构建的复矢量离散滤波器，得到滤波后的基波反电动势；
估算模块，用于将所述基波反电动势或者对所述基波反电动势进行归一化处理后作为所述正交锁相环估算得到转子位置观测值以及转速观测值。
8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于：还包括控制模块，所述控制模块用于将估算的所述转子位置观测值以及转速观测值用于IPMSM矢量控制，最终得到PWM驱动信号，所述PWM驱动信号控制逆变器开关管通断得到逆变电压驱动IPMSM，从而实现IPMSM无位置传感器控制。
9.一种基于权利要求6所述电机控制方法的系统，其特征在于：至少包括：
采样模块、滑模观测器、复矢量离散滤波器、归一化锁相环、电流内环、转速外环、PI调节器、SVPWM调制模块、逆变器、永磁同步电机；
其中，所述采样模块与所述永磁同步电机连接，用于对永磁同步电机进行采样至少得到实时定子电流，并对所述实时定子电流进行坐标变换得到两相静止坐标系下的定子电流；以及还用于获取定子电压；
所述采样模块、所述归一化锁相环均与所述滑模观测器连接，其中，所述采样模块将所述两相静止坐标系下的定子电流以及定子电压、以及所述归一化锁相环将估算的转速观测值均输入滑模观测器，所述滑模观测器观测得到反电动势观测值；
所述滑模观测器与所述复矢量离散滤波器连接，所述复矢量离散滤波器对所述反电动势观测值进行滤波得到基波反电动势；
所述复矢量离散滤波器与所述归一化锁相环连接，所述归一化锁相环基于所述基波反电动势估算得到转子位置观测值以及转速观测值；
所述归一化锁相环与转速外环连接，将所述转速观测值输入所述转速外环；
所述转速外环、转速环PI调节器、电流内环、电流内环PI调节器、所述SVPWM调制模块、逆变器依次连接，构成IPMSM矢量控制模块，最终生成逆变电压驱动IPMSM，所述逆变电压驱动IPMSM输入所述永磁同步电机。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于：存储了计算机程序，所述计算机程序被处理器调用以实现：
权利要求1-5任一项所述电机参数估计方法的步骤；或者权利要求6所述的电机控制方法的步骤。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117595737A (zh) * 2024-01-18 2024-02-23 浙江大学 基于二阶复系数观测器的永磁同步电机控制方法及系统
CN117639581A (zh) * 2023-11-08 2024-03-01 北方工业大学 一种永磁同步电机无位置传感器控制方法
CN117674664A (zh) * 2023-12-07 2024-03-08 爱微(江苏)电力电子有限公司 电动压缩机控制器

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117639581A (zh) * 2023-11-08 2024-03-01 北方工业大学 一种永磁同步电机无位置传感器控制方法
CN117674664A (zh) * 2023-12-07 2024-03-08 爱微(江苏)电力电子有限公司 电动压缩机控制器
CN117595737A (zh) * 2024-01-18 2024-02-23 浙江大学 基于二阶复系数观测器的永磁同步电机控制方法及系统
CN117595737B (zh) * 2024-01-18 2024-04-12 浙江大学 基于二阶复系数观测器的永磁同步电机控制方法及系统

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