CN105763094A - 一种基于电压前馈和复合电流控制的逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电压前馈和复合电流控制的逆变器控制方法，首先信号采集，然后通过无差拍控制得到参考电压，再按照正弦脉宽调制或者空间矢量脉宽调制，得到开关管的占空比信号，从而控制逆变器开关管的开通与关断。本发明中在按照无差拍控制得到参考电压过程中利用公共连接点PCC的电压预测值作为电压前馈并采用了复合电流控制，可以避免LCL滤波器发生谐振，提高了控制算法的控制精度。与此同时，该控制方法不受电网电压畸变的影响，能有效地提高逆变器并网电流的控制精度，提高控制系统的鲁棒性，保证系统的安全稳定运行。

Description

一种基于电压前馈和复合电流控制的逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及一种并网变流器的控制方法，特别涉及一种基于电压馈和复合电流控制的控制策略。

背景技术

近年来，能源紧缺、环境污染等问题日益严重。因此，太阳能、风能、氢能等新能源的开发利用日渐加快，新型分布式发电技术也越来越受到人们的重视。在分布式并网发电系统中，逆变器在可再生能源转换装置与电网间起到了必不可少的接口作用，并成为分布式发电系统中极其重要的组成部分。与此同时，由于脉宽调制(pulsewidthmodulation，PWM)控制策略会产生高频开关谐波，故需要在交流侧采用滤波器进行滤波。常用的滤波器结构包括单L、LC和LCL滤波器。其中LCL滤波器以其体积小、成本低、对高频电流谐波衰减度高的优势，广泛应用于单相和三相并网逆变器的交流侧。

传统意义上，LCL滤波器相比与单个电感滤波器有着较小的尺寸，较小的损耗，这对提高逆变器的功率密度和效率十分有益。然而，基于LCL滤波器的并网逆变器控制复杂，LCL滤波器同时存在着较严重的谐振现象。谐振电流引起逆变器注入电网电流的高度畸变，影响系统的电能质量。为了抑制谐振，被动阻尼已经在多个产品化的并网逆变器产品中取得了应用。然而，被动阻尼存在着功率损失，降低系统的效率。一种新的替代思路是主动阻尼，即通过电力电子变流器的实时控制来为系统提供阻尼。比如，有学者提出一种基于校正网络来抑制滤波器谐振电流的新型控制方法。但是，这个方法需要精确知晓系统的电路参数，当电网阻抗有变化时，控制精度容易受到影响，同时控制参数设计复杂。有学者提出了一种基于加权电流反馈的并网逆变器控制方法，取得了较好的效果。然而，这种控制策略还存在一些局限性：首先，加权电流反馈控制不直接控制网侧电流，在LCL滤波器电容量较大时，网侧电流控制存在着明显的误差。另外，LCL电容量的增加降低了LCL滤波器谐振的特征频率。在这种特定情况下，加权平均电流控制的有效性有待验证。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种基于电压前馈和复合电流控制的逆变器控制方法，避免LCL滤波器发生谐振，提高控制算法的控制精度。与此同时提高控制算法的鲁棒性，从控制策略不受电网电压畸变的影响。

为了解决上述技术问题，本发明提出的一种基于电压前馈和复合电流控制的逆变器控制方法，其中，逆变器包括由六个功率开关模块组成的三相全桥拓扑结构，并通过LCL滤波器连接到公共连接点PCC后再与大电网相连，所述逆变器的直流侧连接母线电容，所述LCL滤波器由逆变器侧滤波电感、电网侧滤波电感和滤波电容组成；

该逆变器控制方法包括以下步骤：

步骤一、在每个采样周期开始时，所述逆变器采集公共连接点PCC三相电压值V_PCC、输出三相电流值I₁和并网三相电流值I₂，并将其经过克拉克坐标变换后的三相电压值V_PCC,αβ、输出三相电流值I_1,αβ和并网三相电流值I_2,αβ，及其模数转换后的三相电压值数字量V_PCC,αβ(k)、输出三相电流数字量I_1,αβ(k)和并网三相电流数字量I_2,αβ(k)发送给逆变器的控制模块，其中，k代表第k个开关周期时采样取值；

并由上层调度指令给定有功功率参考P_ref和无功功率参考Q_ref；

步骤二、逆变器的控制模块按照无差拍控制得到参考电压

$V_{out,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^{*}\left(k\right)=V_{PCC\_ave,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)+\frac{L_1+L_2}{T_s}\·\left(I_{ref,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\right(k)+I_{comp,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}(k)-I_{12,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}(k\left)\right)---\left(1\right)$

式(1)中，变量k为第k个开关周期，L₁为逆变器侧滤波电感、L₂为电网侧滤波电感，T_s为控制周期，V_{PCC_ave,αβ}(k)为公共连接点PCC的电压预测值，I_12,αβ(k)为复合电流，I_ref,αβ(k)为参考电流，I_comp,αβ(k)为补偿电流；

公共连接点PCC的电压预测值V_{PCC_ave,αβ}(k)由当前时刻的公共连接点PCC三相电压值采样值V_PCC,αβ(k)与上一时刻的公共连接点PCC三相电压值采样值V_PCC,αβ(k-1)计算得到，即：

V_{PCC_ave,αβ}(k)＝1.5V_PCC,αβ(k)-0.5V_PCC,αβ(k-1)(2)

复合电流I_12,αβ(k)由输出电流I_1,αβ(k)和并网电流I_2,αβ(k)计算得到，即：

I_12,αβ(k)＝β·I_1,αβ(k)+(1-β)·I_2,αβ(k)(3)

式(3)中，β为权重系数，其取决于LCL滤波器的逆变器侧滤波电感L₁和电网侧滤波电感L₂，即：

$\mathrm{\β}=\frac{L_1}{L_1+L_2}---\left(4\right)$

公共连接点PCC电压值V_PCC,αβ(k)由公共连接点PCC电压值α轴分量V_PCC,α(k)和公共连接点PCC电压值β轴分量V_PCC,β(k)计算得到，即；

V_PCC,αβ(k)＝V_PCC,α(k)+j·V_PCC,β(k)(5)

参考电流I_ref,αβ(k)由有功功率参考P_ref、无功功率参考Q_ref、公共连接点PCC电压值α轴分量V_PCC,α(k)和公共连接点PCC电压值β轴分量V_PCC,β(k)计算得到，即；

$I_{ref,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)=\frac{2}{3}\·\frac{P_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)+Q_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)}{{\[V_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)\]}^2+{\[V_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)\]}^2}+j\·\frac{2}{3}\·\frac{P_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)-Q_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)}{{\[V_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)\]}^2+{\[V_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)\]}^2}---\left(6\right)$

式(5)和式(6)中j是虚数单位；

$I_{cap,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)=\underset{h=1,5,7,11,13}{\Σ}{I}_{cap,\mathrm{\α}\mathrm{\β},h}=\underset{h=1,5,7,11,13}{\Σ}\left({\mathrm{h\ω}}_o{C}_f\right)\·\[G_{\det ,h}\left(s\right)\·V_{PCC,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)\]---\left(7\right)$

I_comp,αβ(k)＝β·I_cap,αβ(k)(8)

式(7)中I_cap,αβ(k)为滤波电容的电流估计值；变量s为复频率，h为谐波次数；C_f为滤波电容的电容值，ω₀是基波角频率，ω₀＝2πf，f＝50Hz；G_det,h(s)为带通滤波器，即

$G_{\det ,h}\left(s\right)=\frac{-2{\mathrm{\ω}}_{cut}\left({\mathrm{h\ω}}_o\right)}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{cut}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_o\right)}^2}---\left(9\right)$

式(9)中，h为谐波次数，取值1、5、7、11、13次；ω_cut是带通滤波器的带宽，取值3～20；

步骤三、逆变器在得到了参考电压后，按照正弦脉宽调制或者空间矢量脉宽调制，得到开关管的占空比信号，从而控制逆变器开关管的开通与关断。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明中在按照无差拍控制得到参考电压过程中利用公共连接点PCC的电压预测值作为电压前馈，同时采用了复合电流控制，可以在避免了LCL滤波器发生谐振的同时提高电流控制的精度。另外，本发明控制方法不受电网电压畸变的影响，能够精确有效地输出参考电流。

附图说明

图1为本发明中并网变流器的拓扑结构及控制示意图；

图2为本发明中的电容电流估计环节，即通过公共连接点(PCC)电压前馈补偿的方法估计电容电流。

图3为系统加入电流补偿环节的前后，复合电流控制策略的仿真波形图。从上到下依次为三相电网电压V_grid、逆变器三相并网电流I₂、逆变器三相输出电流I₁和电流跟踪误差(参考电流I_ref与并网电流I₂之差)的波形。

图4为在电网电压畸变和电网阻抗变化的情况下，本发明提出的控制策略的仿真波形图。从上到下依次为三相电网电压V_grid、逆变器三相并网电流I₂、逆变器三相输出电流I₁和电网电抗变化范围的波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明技术方案作进一步详细描述，所描述的具体实施例仅对本发明进行解释说明，并不用以限制本发明。

本发明提出的一种基于电压前馈和复合电流控制的逆变器控制方法，其中，如图1所示，逆变器包括由六个功率开关模块组成的三相全桥拓扑结构，并通过LCL滤波器连接到公共连接点PCC后再与大电网相连，所述逆变器的直流侧连接母线电容，所述LCL滤波器由逆变器侧滤波电感、电网侧滤波电感和滤波电容组成。

该逆变器控制方法包括以下步骤：

步骤一、在每个采样周期开始时，所述逆变器采集公共连接点PCC三相电压值V_PCC、输出三相电流值I₁和并网三相电流值I₂，并将其经过克拉克坐标变换后的三相电压值V_PCC,αβ、输出三相电流值I_1,αβ和并网三相电流值I_2,αβ，及其模数转换后的三相电压值数字量V_PCC,αβ(k)、输出三相电流数字量I_1,αβ(k)和并网三相电流数字量I_2,αβ(k)发送给逆变器的控制模块，其中，k代表第k个开关周期时采样取值；

并由上层调度指令给定有功功率参考P_ref和无功功率参考Q_ref；

步骤二、逆变器的控制模块按照无差拍控制得到参考电压

$V_{out,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^{*}\left(k\right)=V_{PCC\_ave,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)+\frac{L_1+L_2}{T_s}\·\left(I_{ref,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\right(k)+I_{comp,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}(k)-I_{12,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}(k\left)\right)---\left(1\right)$

式(1)中，变量k为第k个开关周期，L₁为逆变器侧滤波电感、L₂为电网侧滤波电感，T_s为控制周期，V_{PCC_ave,αβ}(k)为公共连接点PCC的电压预测值，I_12,αβ(k)为复合电流，I_ref,αβ(k)为参考电流，I_comp,αβ(k)为补偿电流；

逆变器的参考电压的具体描述如下：公共连接点电压预测值V_{PCC_ave,αβ}(k)由本时刻的采样值V_PCC,αβ(k)与上一时刻的采样值V_PCC,αβ(k-1)计算得到。复合电流值I_12,αβ(k)由采样得到的输出电流值I_1,αβ(k)和并网电流值I_2,αβ(k)计算得到。参考电流I_ref,αβ(k)由有功功率参考P_ref、无功功率参考Q_ref、公共连接点电压V_PCC,αβ(k)计算得到。补偿电流I_comp,αβ(k)由公共连接点(PCC)电压V_PCC,αβ(k)和特定的带通滤波器计算得到，再通过无差拍控制方法，得到参考电压

具有公共连接点电压预测环节，补偿数字控制系统的采样和控制延迟，公共连接点PCC的电压预测值V_{PCC_ave,αβ}(k)由当前时刻的公共连接点PCC三相电压值采样值V_PCC,αβ(k)与上一时刻的公共连接点PCC三相电压值采样值V_PCC,αβ(k-1)计算得到，即：

V_{PCC_ave,αβ}(k)＝1.5V_PCC,αβ(k)-0.5V_PCC,αβ(k-1)(2)

公共连接点PCC电压值V_PCC,αβ(k)由公共连接点PCC电压值α轴分量V_PCC,α(k)和公共连接点PCC电压值β轴分量V_PCC,β(k)计算得到，即；

V_PCC,αβ(k)＝V_PCC,α(k)+j·V_PCC,β(k)(3)

参考电流I_ref,αβ(k)由有功功率参考P_ref、无功功率参考Q_ref、公共连接点PCC电压值α轴分量V_PCC,α(k)和公共连接点PCC电压值β轴分量V_PCC,β(k)计算得到，不需要复杂的锁相环。即；

$I_{ref,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)=\frac{2}{3}\·\frac{P_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)+Q_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)}{{\[V_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)\]}^2+{\[V_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)\]}^2}+j\·\frac{2}{3}\·\frac{P_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)-Q_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)}{{\[V_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)\]}^2+{\[V_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)\]}^2}---\left(4\right)$

式(3)和式(4)中j是虚数单位；

采用复合电流控制的方法来控制输出功率，以避免LCL滤波器发生谐振。复合电流I_12,αβ(k)由输出电流I_1,αβ(k)和并网电流I_2,αβ(k)计算得到，即：

I_12,αβ(k)＝β·I_1,αβ(k)+(1-β)·I_2,αβ(k)(5)

式(3)中，β为权重系数，其取决于LCL滤波器的逆变器侧滤波电感L₁和电网侧滤波电感L₂，即：

$\mathrm{\β}=\frac{L_1}{L_1+L_2}---\left(6\right)$

用复合电流I_12,αβ(k)进行控制的原因是避免LCL滤波器产生谐振，但是复合电流I_12,αβ(k)并不等于并网电流I_2,αβ(k)，因此如果不考虑I_comp,αβ(k)补偿电流的话，会产生较大的误差。

如图1所示，LCL滤波器中电容电流为I_c(k)，根据基尔霍夫电流定律，易得I_1,αβ(k)＝I_2,αβ(k)+I_c,αβ(k)。因此，复合电流I_12,αβ(k)与并网电流I_2,αβ(k)的差值为

I_12,αβ(k)-I_2,αβ(k)＝[β·I_1,αβ(k)+(1-β)·I_2,αβ(k)]-I_2,αβ(k)＝β·I_c,αβ(k)

两者的差值与权重系数β和电容电流I_c有关。当输出侧电感L₁较大而电网侧电感L₂较小时，权重系数β接近为1，此时电流控制的误差较大。

为了补偿上述提及的控制误差，需要加入补偿量I_comp(k)，可以有效的补偿电流误差，使电流跟踪更加精确。而系统中通常不会直接检测LCL滤波器的电容电流，因此需要对电容电流进行估计。本发明通过公共连接点(PCC)电压前馈补偿的方法估计电容电流值I_cap,αβ(k)。

$I_{cap,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)=\underset{h=1,5,7,11,13}{\Σ}{I}_{cap,\mathrm{\α}\mathrm{\β},h}=\underset{h=1,5,7,11,13}{\Σ}\left({\mathrm{h\ω}}_o{C}_f\right)\·\[G_{\det ,h}\left(s\right)\·V_{PCC,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)\]---\left(7\right)$

得到了电容电流估计值，就可以计算补偿量。如图2所示，在两相静止坐标系下补偿量I_comp,αβ(k)的具体表达式如下。

$\begin{array}{c}{I}_{comp,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)=\mathrm{\β}\·I_{cap,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)=\mathrm{\β}\·\underset{h=1,5,7,11,13}{\Σ}\left({\mathrm{h\ω}}_o{C}_f\right)\·\[G_{\det ,h}\left(s\right)\·V_{PCC,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)\]\\ =\mathrm{\β}\·\underset{h=1,5,7,11,13}{\Σ}\frac{-2{\mathrm{\ω}}_{cut}{\left({\mathrm{h\ω}}_o\right)}^2{C}_f}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{cut}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_o\right)}^2}\·V_{PCC,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}---\left(8\right)$

式(8)中I_cap,αβ(k)为滤波电容的电流估计值；变量s为复频率，h为谐波次数；C_f为滤波电容的电容值，ω₀是基波角频率，ω₀＝2πf，f＝50Hz；G_det,h(s)为带通滤波器，即

$G_{\det ,h}\left(s\right)=\frac{-2{\mathrm{\ω}}_{cut}\left({\mathrm{h\ω}}_o\right)}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{cut}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_o\right)}^2}---\left(9\right)$

式(9)中，h为谐波次数，取值1、5、7、11、13次；ω_cut是带通滤波器的带宽，取值3～20；这种带通滤波器，特定的谐波次数下，不仅具有较高的增益，而且具有相位超前90°的相位特性，满足电容电流相位超前电容电压相位90°的要求。与此同时，由于带通滤波器的频率选择特性，本发明提出的控制策略能在公共连接点(PCC)电压有畸变的情况下，仍能有效地实现控制目标。

综上所述，复合电流I_12,αβ(k)，参考电流I_ref,αβ(k)，补偿电流I_comp,αβ(k)计算得到以后，就可以采用无差拍控制方法，得到逆变器的参考电压

步骤三、逆变器在得到了参考电压后，按照正弦脉宽调制或者空间矢量脉宽调制，得到开关管的占空比信号，从而控制逆变器开关管的开通与关断。

图3-图4为本发明的仿真波形图，图中a、b、c代表电力系统的三相相序，GridVoltage为三相电网电压V_grid，LineCurrent为逆变器三相并网电流I₂，OutputCurrent为逆变器三相输出电流I₁。Currenttrackingerrors为参考电流I_ref与并网电流I₂之差，GridInductance为电网电抗变化范围。用Matlab/Simulink搭建如图1所示的仿真模型，对本发明提出的逆变器控制方法进行验证。

图3为系统加入电流补偿环节的前后，复合电流控制策略的仿真波形图。参考电流I_ref的峰值设为5A。0.5s之前，系统不加入电流补偿环节。图3中自上而下为第一、二、三、四路信号，由图3第四路信号可以看出，在不加入补偿环节时，跟踪误差很大，已经接近4.5A。这是逆变器不能允许的情况。0.5s时，将补偿电流I_comp加入到控制回路中，发现电流误差明显减小，最终的误差只有0.65A，说明补偿环节的有效性。

本发明提出的控制方法，在电网电压畸变时，也能有效地实现控制目标。由图4所示，系统电压有比较明显的畸变，电压谐波畸变率THD为5.4％。在仿真开始时，电流控制为不加入电压前馈补偿的复合电流控制策略。从仿真波形可以看出，由于电网侧谐波电压的扰动，逆变器的并网电流也发生了畸变，并网电流总谐波畸变率(THD)为11.12％。当0.5s时，电压前馈补偿投入，并网电流波形明显得到改善，电流总谐波畸变率(THD)降为1.78％。当0.55s时，电网电压的阻抗增大，此时变流器的并网电流波形几乎不变。仿真结果说明，本发明提出的控制方法不受电网电压畸变的影响，能够精确有效地输出参考电流。

综上，本发明提出的一种基于电压前馈和复合电流控制的逆变器控制方法，可以有效的提高逆变器并网电流的控制精度，抑制系统谐振。由于加入了电压前馈环节，本发明提出的控制策略不受电网电压畸变的影响，能够精确有效地输出参考电流，是一种值得推广的新型逆变器控制方法。

尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (1)

1.一种基于电压前馈和复合电流控制的逆变器控制方法，其中，逆变器包括由六个功率开关模块组成的三相全桥拓扑结构，并通过LCL滤波器连接到公共连接点PCC后再与大电网相连，所述逆变器的直流侧连接母线电容，所述LCL滤波器由逆变器侧滤波电感、电网侧滤波电感和滤波电容组成；其特征在于：

该逆变器控制方法包括以下步骤：

步骤一、在每个采样周期开始时，所述逆变器采集公共连接点PCC三相电压值V_PCC、输出三相电流值I₁和并网三相电流值I₂，并将其经过克拉克坐标变换后的三相电压值V_PCC,αβ、输出三相电流值I_1,αβ和并网三相电流值I_2,αβ，及其模数转换后的三相电压值数字量V_PCC,αβ(k)、输出三相电流数字量I_1,αβ(k)和并网三相电流数字量I_2,αβ(k)发送给逆变器的控制模块，其中，k代表第k个开关周期时采样取值；

并由上层调度指令给定有功功率参考P_ref和无功功率参考Q_ref；

步骤二、逆变器的控制模块按照无差拍控制得到参考电压

$V_{out,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^{*}\left(k\right)=V_{PCC\_ave,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)+\frac{L_1+L_2}{T_s}\·\left(I_{ref,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\right(k)+I_{comp,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}(k)-I_{12,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}(k\left)\right)---\left(1\right)$

式(1)中，变量k为第k个开关周期，L₁为逆变器侧滤波电感、L₂为电网侧滤波电感，T_s为控制周期，V_{PCC_ave,αβ}(k)为公共连接点PCC的电压预测值，I_12,αβ(k)为复合电流，I_ref,αβ(k)为参考电流，I_comp,αβ(k)为补偿电流；

公共连接点PCC的电压预测值V_{PCC_ave,αβ}(k)由当前时刻的公共连接点PCC三相电压值采样值V_PCC,αβ(k)与上一时刻的公共连接点PCC三相电压值采样值V_PCC,αβ(k-1)计算得到，即：

V_{PCC_ave,αβ}(k)＝1.5V_PCC,αβ(k)-0.5V_PCC,αβ(k-1)(2)

复合电流I_12,αβ(k)由输出电流I_1,αβ(k)和并网电流I_2,αβ(k)计算得到，即：

I_12,αβ(k)＝β·I_1,αβ(k)+(1-β)·I_2,αβ(k)(3)

式(3)中，β为权重系数，其取决于LCL滤波器的逆变器侧滤波电感L₁和电网侧滤波电感L₂，即：

$\mathrm{\β}=\frac{L_1}{L_1+L_2}---\left(4\right)$

公共连接点PCC电压值V_PCC,αβ(k)由公共连接点PCC电压值α轴分量V_PCC,α(k)和公共连接点PCC电压值β轴分量V_PCC,β(k)计算得到，即；

V_PCC,αβ(k)＝V_PCC,α(k)+j·V_PCC,β(k)(5)

参考电流I_ref,αβ(k)由有功功率参考P_ref、无功功率参考Q_ref、公共连接点PCC电压值α轴分量V_PCC,α(k)和公共连接点PCC电压值β轴分量V_PCC,β(k)计算得到，即；

$I_{ref,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)=\frac{2}{3}\·\frac{P_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)+Q_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)}{{\[V_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)\]}^2+{\[V_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)\]}^2}+j\·\frac{2}{3}\·\frac{P_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)-Q_{ref}{V}_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)}{{\[V_{PCC,\mathrm{\α}}\left(k\right)\]}^2+{\[V_{PCC,\mathrm{\β}}\left(k\right)\]}^2}---\left(6\right)$

式(5)和式(6)中j是虚数单位；

$I_{cap,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)=\underset{h=1,5,7,11,13}{\Σ}{I}_{cap,\mathrm{\α}\mathrm{\β},h}=\underset{h=1,5,7,11,13}{\Σ}\left({\mathrm{h\ω}}_o{C}_f\right)\·\[G_{\det ,h}\left(S\right)\·V_{PCC,\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(k\right)\]---\left(7\right)$

I_comp,αβ(k)＝β·I_cap,αβ(k)(8)

式(7)中I_cap,αβ(k)为滤波电容的电流估计值；变量s为复频率，h为谐波次数；C_f为滤波电容的电容值，ω₀是基波角频率，ω₀＝2πf，f＝50Hz；G_det,h(s)为带通滤波器，即

$G_{\det ,h}\left(S\right)=\frac{-2{\mathrm{\ω}}_{cut}\left({\mathrm{h\ω}}_o\right)}{S^2+2{\mathrm{\ω}}_{cut}s+{\left({\mathrm{h\ω}}_o\right)}^2}---\left(9\right)$

式(9)中，h为谐波次数，取值1、5、7、11、13次；ω_cut是带通滤波器的带宽，取值3～20；

步骤三、逆变器在得到了参考电压后，按照正弦脉宽调制或者空间矢量脉宽调制，得到开关管的占空比信号，从而控制逆变器开关管的开通与关断。