CN101662156A - 一种基于复合控制策略的蓄电池并网电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于复合控制策略的蓄电池并网电流控制方法，包括以下具体步骤：首先，增加了一个与直流输入电压和电网电压相关的前馈电压控制量，该控制量经SPWM发生器调制后，产生一个SPWM脉冲；然后，预估出下一个SPWM周期的电流值，并据此在电流反馈环节中加入二阶电流预估环节，对系统进行校正；最后，控制系统各环节分布参数的小时间常数，确保各环节分布参数的小时间常数之和远远小于1/10ω。本发明取得的有益效果是：(1)在系统起动的时候，加入一个前馈电压控制量，从而产生一个与电网电压匹配的占空比，避免主电路功率器件以及电容的损坏；(2)通过设置前馈和反馈控制，提高了整个系统的稳定性和响应速度，并降低了系统的误差。

Description

一种基于复合控制策略的蓄电池并网电流控制方法

技术领域

本发明涉及一种蓄电池并网电流控制方法，特别是一种基于复合控制策略的蓄电池并网电流控制方法。

背景技术

并网放电装置的主要功能是实现蓄电池的恒流放电，并使并网放电电流跟踪电网电压，实现并网电流与电网电压的同频同相。对并网电流控制的实质就是对蓄电池与电网之间能量流动的控制，即对蓄电池放电电流的控制，为了提高放电电流的精度、改善并网电流的波形、提高功率因数、加快系统响应速度和增强系统的抗干扰能力，就必须针对具体系统的特点采取有效、可行的跟踪控制方式。目前，并网电流的控制方式主要有滞环电流控制、双环控制、无差拍控制、重复控制和三角波比较方式等。

滞环电流控制技术是根据电流跟踪偏差来决定功率器件的开关状态的一种控制方法。它没有传统的电流调节器，具有实时控制、电流响应快、输出电压电流波形不含特定次谐波等优点，但是同时也存在明显的缺点，那就是功率器件的开关频率不固定，从而增加了系统参数设计的难度。

双环控制是采用电压、电流环控制来实现直流电压的稳定和调节并网电流的幅值。双环控制具有固定的开关频率，易于系统的设计，但在开关频率不够高的情况下，电流动态响应相对较慢，并且电流动态偏差随着电流变化率的变化作相应的变化。

无差拍控制是一种基于被控制对象精确数学模型的控制方法。无差拍控制的基本思想是根据逆变器的状态方程和输出反馈信号来推算出下一个开关周期的SPWM脉冲宽度。它要求脉宽必须当拍计算当拍输出，否则会破坏系统特性，甚至会影响系统稳定性。近年来，带负载电流观察器的无差拍控制获得了一些进展，但其缺点是算法复杂，且当采样频率不高时误差较大。

重复控制技术是一种基于内模原理的控制方法，它把作用于系统外部的信号模型植入系统控制器内部，以构成高精度的反馈控制。重复控制可以消除周期性干扰产生的稳态误差，但它的缺点是动态响应慢。

三角波比较方式是将指令电流与并网电流的实时值进行比较，两者的差值经PI调节与三角波比较，然后输出相应的SPWM信号。这种方式输出电流的谐波比滞环比较方式少，因此常用于对谐波和噪声要求较高的场合。其主要缺点是功率器件的开关频率等于载波频率，电流响应相对于滞环电流方式较慢。

发明内容

本发明要解决的问题是：提供一种系统稳定性高、响应速度快和误差小的基于复合控制策略的蓄电池并网电流控制方法。

为了解决上述技术问题，本发明的一种基于复合控制策略的蓄电池并网电流控制方法，包括以下具体步骤：

首先，在蓄电池并网装置启动时，增加了一个与直流输入电压和电网电压相关的前馈电压控制量，该控制量经SPWM发生器调制后，产生一个的SPWM脉冲，该脉冲使得整个系统在没有反馈的情况下，也有一个与电网电压相匹配的占空比；

然后，根据当前电流采样值以及前两个SPWM周期的电流采样值，预估出下一个SPWM周期的电流值，并据此在电流反馈环节中加入二阶电流预估环节，对系统进行校正；

最后，控制系统各环节分布参数的小时间常数，确保各环节分布参数的小时间常数之和远远小于1/10ω，ω为电网交流电压角频率。

本发明取得的有益效果是：

(1)在系统起动的时候，加入一个前馈电压控制量，从而产生一个与电网电压匹配的占空比，避免主电路功率器件以及电容的损坏；

(2)通过设置前馈和反馈控制，提高了整个系统的稳定性和响应速度，并降低了系统的误差。

附图说明

图1是单相全桥逆变电路拓扑结构示意图。

图2是并网电流控制结构框图。

图3是带有前馈控制的并网电流控制结构框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明做详细说明。

1、直流侧电压和占空比对并网电流的影响

由图1可知，在忽略各种器件损耗的情况下，驱动功率器件SPWM信号的占空比D与逆变电路直流输入电压Ui、电网交流电压瞬时值U_s ^&间存在如下关系：

其中ω为电网的角频率。

由式(1)可得

当并网电流I_s＝0时，可求得

由上述推导可知，当逆变电路直流输入电压不变时，驱动信号的占空比D应跟随电网电压呈正弦变化，且随着并网电流的增大而增加；在系统起动初期，并网电流很小，过小的占空比将产生很高的直流电压，导致主电路功率器件的损坏，甚至损坏电容，因此需要对过小的占空比加以限制。

2、并网电流的反馈控制和前馈控制

对于图1的输出端部分，取并网电流为状态变量，有

$L_1\frac{{\mathrm{dI}}_s}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{AB}}-U_s-I_s{R}_1---\left(5\right)$

其复数域形式为

$I\left(s\right)=\frac{1}{L_{1}s+R_1}(U_{\mathrm{AB}}\left(s\right)-U_s\left(s\right))=G_1\left(s\right)(U_{\mathrm{AB}}\left(s\right)-U_s\left(s\right))---\left(6\right)$

其中 $G_1\left(s\right)=\frac{1}{L_{1}s+R_1},$ 为滤波器传递函数。

当逆变开关频率较高时，忽略功率器件Q1～Q4和死区时间的非线性影响，SPWM控制方式下的桥式逆变环节可近似为一个线性比例环节，该环节的传递函数为

G₂(s)＝K_pwm    (7)

由式(6)和(7)及PI反馈控制原理可得出电流跟踪控制系统的模型，如图2所示。对控制系统而言，U_s为电网电压的扰动输入，I_c ^*为并网电流给定值。

图2中，并网电流给定值I_c ^*与I_c进行比较，误差经过PI调节器处理后，经SPWM发生器产生相应的SPWM信号，然后驱动主电路工作，从而把与电网同频同相的正弦波电流馈入电网。

从图1可以看出，虽然电网电压的扰动在前向通道上，但由于起动瞬间并网电流尚未建立，这时电网电流会反灌到逆变器的直流侧，给电容充电。为了抑制这种扰动，这里增加了一个与直流输入电压和电网电压有关的前馈控制量U^*，U^*经SPWM发生器调制后，产生一个占空比符合式(4)的SPWM脉冲，使系统在没有反馈的情况下，也有一个与电网电压相匹配的占空比，这样就消除了电网电压对系统的扰动影响，使控制系统近似为一个无源电流跟随系统，有利于反馈调节，也提高了系统的稳定性和电流跟踪精度。3、系统校正

如前所述，前馈运算产生的U^*与电网电压U_s的差在SPWM一个载波周期时间T内的积分值为零，即

${\∫}_0^T(U^{*}-U_s)\mathrm{dt}={\∫}_0^T(U_{i}D-U_s)\mathrm{dt}=0---\left(8\right)$

因此，可不考虑前向通道中的前馈电压U^*和电网电压U_s的影响。

如图3所示，在电流反馈环节G_r(s)中，加入二阶电流预估环节e^Ts，以抵消前向通道中e^-Ts的影响，这有利于系统的校正。电流预估环节的计算公式为

$I_c\left(t_{n+1}\right)=\frac{5}{2}{I}_c\left(t_n\right)-2I_c\left(t_{n-1}\right)+\frac{1}{2}{I}_c\left(t_{n-2}\right)---\left(9\right)$

由式(9)，根据当前时刻电流采样值I_c(t_n)及前二个SPWM周期内的电流采样值I_c(t_n-1)和I_c(t_n-2)，可预估下一SPWM周期内电流采样值I_c(t_n+1)。

引入预估环节后的电流检测环节的传递函数为

G_r(s)＝K_f·e^Ts    (10)

可求得系统的开环传递函数为

$G_K\left(s\right)=G_C\left(s\right)\·K_{\mathrm{PWM}}\·\frac{1}{L_{1}s+R_1}\·K_f---\left(11\right)$

设G_C(s)为PI控制器，即

$G_C\left(s\right)\frac{1}{T_{C}s}+K_C=\frac{K_C{T}_{C}s+1}{T_{C}s}---\left(12\right)$

令 $K_C{T}_C=\frac{L_1}{R_1}---\left(13\right)$

可求得

$G_K\left(s\right)=\frac{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}}{R_1{T}_{C}s}---\left(14\right)$

上式表明，并网放电装置采用前馈及反馈预估处理后，是一个稳定系统。系统动态响应指标仅与控制器的积分时间常数T_c值有关，T_c值越小，系统的动态响应就越快。

在实际系统中由于各环节分布参数的小时间常数影响，T_c值无限制取小将导致系统不稳定。假设系统中各环节的小时间常数之和为Tx，T_c的取值应使由式(11)所决定的开环传递函数的截止频率小于

这样才能保证闭环系统有一定的稳定裕量。

由此可求得

$T_C\≥10\·\frac{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}{T}_X}{R_1}---\left(15\right)$

$T_X\≤\frac{R_1{T}_C}{10K_f{K}_{\mathrm{PWM}}{T}_X}---\left(16\right)$

T_c求出后，则可根据式(13)求得控制器相应的K_c值。

4、系统跟踪误差分析

由图3可得系统的闭环传递函数为

$\frac{I_s\left(s\right)}{I_c^{*}\left(s\right)}=\frac{\frac{G_K\left(s\right)}{K_f\·e^{\mathrm{Ts}}}}{1+G_K\left(s\right)}=\frac{\frac{K_{\mathrm{PWM}}}{R_1{T}_{C}s}}{1+\frac{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}}{R_1{T}_{C}s}}\·e^{-\mathrm{Ts}}=\frac{\frac{1}{K_f}\·e^{-\mathrm{Ts}}}{\frac{R_1{T}_C}{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}}s+1}---\left(17\right)$

式(17)表明，实际并网电流I_s总是滞后于给定电流I_c ^*，在 $\left|\frac{R_1{T}_C}{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}}s\right|<<1$ 的情况下，实际电流I_s可较好地跟踪给定电流I_c ^*，两者仅相差一个载波周期T的相位差。

令s＝jω，其中ω为电网交流电压角频率，由 $\left|\frac{R_1{T}_C}{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}}s\right|=\frac{R_1{T}_C}{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}}\mathrm{\&omega;}<<1$

和式(16)可得

$10\&CenterDot;\frac{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}{T}_X}{R_1}\&le;T_C\&le;\frac{K_f{K}_{\mathrm{PWM}}}{R_1\mathrm{\&omega;}}---\left(18\right)$

由上式可得

$T_X<<\frac{1}{10\mathrm{\&omega;}}---\left(19\right)$

当T_X满足式(19)时，实际并网电流可较好地跟踪给定电流。

Claims (1)

1.一种基于复合控制策略的蓄电池并网电流控制方法，其特征在于，包括以下具体步骤：

1)在蓄电池并网装置启动时，增加了一个与直流输入电压和电网电压相关的前馈电压控制量，该控制量经SPWM发生器调制后，产生一个的SPWM脉冲，该脉冲使得整个系统在没有反馈的情况下，也有一个与电网电压相匹配的占空比；

2)根据当前电流采样值以及前两个SPWM周期的电流采样值，预估出下一个SPWM周期的电流值，并据此在电流反馈环节中加入二阶电流预估环节，对系统进行校正；

3)控制系统各环节分布参数的小时间常数，确保各环节分布参数的小时间常数之和远远小于1/10ω，ω为电网交流电压角频率。

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