CN103166497A - 一种两相正交逆变器的电流复合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种两相正交逆变器的电流复合控制方法，通过分析两相正交逆变器的输出电压电流的数学模型，得到稳态时两相正交逆变器的输出电压电流表达式，由此可以进行输出电流的前馈快速跟踪控制，而利用输出电流的闭环控制可以实现逆变器输出电流的微调，形成了输出电流的反馈闭环控制，从而构成两相正交逆变器输出电流的前馈+反馈控制，达到输出电流的快速、无差跟踪。

Description

一种两相正交逆变器的电流复合控制方法

技术领域

本发明涉及一种两相正交逆变器的输出电压电流的数学模型、电流控制方法,特别是一种两相正交逆变器的电流复合控制方法。

背景技术

在工业和居民用电中，用电负荷大多为三相负载和单相负载。但在一些特殊的工业场合，存在两相负荷。例如，在冶金连铸行业中，冶金连铸电磁搅拌器需要两相低频正交电源供给励磁形成两相旋转磁场；单相异步电动机有两个正交的定子绕组，也需要两相电源进行变频调速进行控制等，这种电源通常称为两相电源。两相电源对定子绕组的磁场进行定向控制时，由于其两相定子绕组自然正交，所以与三相电机应用矢量控制相比，它减少了一个从三相坐标系到两相坐标系的变换，减少了计算量，从理论上说，还可以提高装置的控制性能。两相电源在工业应用中的需求使其受到重视和研究，并得到应用。

由于目前配电网般是三相电源供电，而两相负载需要独立的两相正交电源供电，所以需要采用AC-DC变换技术和两相正交逆变技术结合的两相正交变频电源。该种变频电源的主要功能是将现有电网三相交流电源变换为所需频率的稳定两相交流电源。目前国内两相逆变电源产品还只有少数厂家具有生产能力，大多处于实验室的研究和试制阶段，相关产品长期依赖国外进口。在两相逆变电源的拓扑结构方面，国外的两相逆变电源前级采用一个不可控整流桥和后级采用两个单相逆变桥及其输出电感构成的两相逆变电源。前级不可控整流桥用来整流提供直流电压，储存能量。后级两相逆变器由两个单相逆变桥构成，每个单相逆变桥均含有4个功率开关管和一个输出电感，两个单相逆变桥共用直流侧电容。该两相电源中两单相逆变桥采取电流跟踪控制使两单相逆变器输出期望电流。该逆变电源结构的缺点是逆变器中含有8个功率开关器件，硬件成本较高，网侧输入电流谐波含量大，功率因数低。近年来，有学者提出了一种三桥臂两相正交逆变电源，其中有两个开关臂为独立的开关臂，利用第三个开关臂为公共的开关臂，通过分别对三个开关臂的输出电压或者电流闭环来实现两相正交输出功能。

图1为传统两相正交逆变拓扑结构图。

在拓扑结构方面，传统两相正交逆变电源前级采用一个不可控整流桥和后级采用两个单相逆变桥及其输出电感构成的两相正交逆变电源。前级不可控整流桥用来整流提供直流电压，储存能量。后级两相正交逆变器由两个单相逆变桥构成，每个单相逆变桥通过一个输出电感与单相负载相连，两个单相逆变桥共用直流侧电容。该两相正交逆变电源中两单相逆变桥采用输出电流跟踪控制使两单相逆变器输出期望电流。

该逆变电源结构的缺点是每个单相逆变桥均含有4个功率开关管，总共含有8个功率开关器件，硬件成本较高。

钢铁企业冶炼用的两相正交电磁搅拌电源，其输出频率是变化的，而且要进行频繁的正反转交替运行，对电源输出电流动态跟踪性能要求较高。然后目前两相正交逆变电源的输出电流控制一般采用单闭环控制，具有响应慢，跟踪误差大的缺点，不能有效满足电磁搅拌的变频需求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种两相正交逆变器的电流复合控制方法，通过分析两相正交逆变器的数学模型，得到稳态时输出逆变器的输出电压电流表达式，由此可以进行输出电流的前馈快速跟踪控制，而利用输出电流的闭环控制可以实现逆变器输出电流的微调，形成输出电流的反馈控制，从而构成两相正交逆变器输出电流的前馈+反馈控制，达到输出电流的快速、无差跟踪。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种两相正交逆变器的电流复合控制方法，包括三桥臂两相正交逆变系统，所述三桥臂两相正交逆变系统包括两相正交逆变器和负载电磁搅拌器，所述两相正交逆变器包括三个桥臂和三个输出滤波电感，所述负载电磁搅拌器包括α相电感线圈和β相电感线圈，所述两相正交逆变器的其中两个桥臂的中点分别通过一个输出滤波电感与α相电感线圈、β相电感线圈的一端连接，所述两相正交逆变器的第三个桥臂的中点通过输出滤波电感与两个电感线圈的公共点连接，该方法为：

1）根据外部给定的指令输出电流幅值

和频率f^*，通过指令电流生成环节，求得两相正交逆变器的期望输出电流

$i_{\mathrm{\α}}^{*}=I_m^{*}\sin w^{*}t,$ $i_{\mathrm{\β}}^{*}=I_m^{*}\cos w^{*}t,$ $i_c^{*}=-(i_{\mathrm{\α}}^{*}+i_{\mathrm{\β}}^{*})=-\sqrt{2}{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/4),$ 其中角频率w^*=2πf^*；

2）将两相正交逆变器的期望输出电流

分别减去检测到的两相正交逆变器输出电流i_α、i_β、i_c，得到输出电流的跟踪误差信号e_α、e_β、e_c；

3）将输出电流的跟踪误差信号e_α、e_β、e_c送到电流PI控制器，经处理得到两相正交逆变器的三个桥臂的动态调制波信号△u_tα、△u_tβ、△u_tc；

4）利用前馈指令生成环节生成两相正交逆变器的三个桥臂的稳态调制波信号u_tα、u_tβ、u_tc；

5）将动态调制波信号△u_tα、△u_tβ、△u_tc和稳态调制波信号u_tα、u_tβ、u_tc分别叠加，得到两相正交逆变器的三个桥臂的电压调制波信号m_α、m_β、m_c；

6）将两相正交逆变器的三个桥臂的电压调制波信号m_α、m_β、m_c送到PWM调制环节，输出两相正交逆变器的三个桥臂的开关驱动信号s_α、s_β、s_c，驱动两相正交逆变器的三个桥臂的功率开关管，并输出期望的电压电流。

所述步骤4）中，稳态调制波信号u_tα、u_tβ、u_tc的计算式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{t\α}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[w^{*}{L}_m{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/2)+r_m{I}_m^{*}\sin \left(w^{*}t\right)]\\ u_{\mathrm{t\β}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[w^{*}{L}_m{I}_m^{*}\cos (w^{*}t+\mathrm{\π}/2)+r_m{I}_m^{*}\cos \left(w^{*}t\right)]\\ u_{\mathrm{tc}}=\frac{-2}{u_{\mathrm{dc}}}[\sqrt{2}{w}^{*}L{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+3\mathrm{\π}/4)+\sqrt{2}{I}_m^{*}r\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/4)]\end{array}\right.,$

其中u_dc为两相正交逆变器直流侧电压，L_m=L+L_α=L+L_β，r_m=r+r_α=r+r_β，L、r分别为输出滤波电感的电感值和等效电阻值，L_α、r_α分别为电磁搅拌器α相电感线圈的电感值和等效电阻值，L_β、r_β分别为电磁搅拌器β相电感线圈的电感值和等效电阻值。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明提出了一种两相正交逆变器输出电流的前馈+反馈复合控制方法，通过分析两相正交逆变器的数学模型，得到稳态时两相正交逆变器的输出电压电流表达式，由此可以进行输出电流的前馈快速跟踪控制，响应速度大大提高；而利用输出电流的闭环控制可以实现输出电流的微调，形成输出电流的反馈控制，从而达到输出电流的无差跟踪；本发明的三桥臂两相正交逆变系统具有高可靠性，电流跟踪响应速度快，电流跟踪误差小，能大大提高特种钢冶炼用电磁搅拌电源的工作性能。

附图说明

图1为传统两相正交逆变系统拓扑结构图；

图2为本发明一实施例三桥臂两相正交逆变系统拓扑结构图；

图3为本发明一实施例控制框图。

具体实施方式

图2为本发明所涉及的三桥臂两相正交逆变系统拓扑结构图。

该三桥臂两相正交逆变器是由三个桥臂和三个输出滤波电感（L，r）组成，负载为电磁搅拌器，由α相电感线圈（L_α，r_α）和β相电感线圈（L_β，r_β）组成。其中两个桥臂的中点通过输出滤波电感分别与电磁搅拌器的两个电感线圈一端连接，第三个桥臂的中点通过输出滤波电感与电磁搅拌器的两个电感线圈的公共点连接。由前级整流器整流稳定直流侧电压，然后通过三桥臂两相正交逆变器逆变给负载电感线圈供电。

假设输出滤波器的参数为L，r，其中L为输出滤波器的电感值，r为输出滤波器的等效电阻。负载电磁搅拌器的两相参数分别为L_α，r_α和L_β，r_β，其中L_α为α相电感线圈的电感值，r_α为α相电感线圈的等效电阻，L_β为β相电感线圈的电感值，r_β为β相电感线圈的等效电阻。同时假设L_α=L_β，r_α=r_β。令两相正交逆变器三个桥臂的中点分别对电容中点n的输出电压为u_αn、u_βn、u_cn，则u_αn、u_βn、u_cn和输出电流i_α、i_β、i_c有如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\αn}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_{\mathrm{\α}}+L_{\mathrm{\α}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+r_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\α}}+u_{\mathrm{on}}\\ u_{\mathrm{\βn}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_{\mathrm{\β}}+L_{\mathrm{\β}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+r_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}}+u_{\mathrm{on}}\\ u_{\mathrm{cn}}=L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_c+u_{\mathrm{on}}\end{array}\right.$

令两相正交逆变器三个桥臂的中点分别对两个电感线圈的公共接点o的输出电压为u_αo、u_βo、u_co，则可以得到下式：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\αo}}=u_{\mathrm{\αn}}-u_{\mathrm{on}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_{\mathrm{\α}}+L_{\mathrm{\α}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+r_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\βo}}=u_{\mathrm{\βn}}-u_{\mathrm{on}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_{\mathrm{\β}}+L_{\mathrm{\β}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+r_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{co}}=u_{\mathrm{cn}}-u_{\mathrm{on}}=L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_c\end{array}\right.$

假设两相正交逆变器的输出的两相正交电流为i_α=I_msinwt，i_β=I_mcoswt，则有第三个桥臂的输出电流为：

$i_c=-(i_{\mathrm{\α}}+i_{\mathrm{\β}})=-\sqrt{2}{I}_m\sin (\mathrm{wt}+\mathrm{\π}/4)$

其中I_m为输出电流的幅值，w为输出电流的角频率。根据可以推出两相正交逆变器的输出电压电流的数学模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\αo}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_{\mathrm{\α}}+L_{\mathrm{\α}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+r_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\α}}=w{L}_m{I}_m\sin (\mathrm{wt}+\mathrm{\π}/2)+r_m{I}_m\sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ u_{\mathrm{\βo}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_{\mathrm{\β}}+L_{\mathrm{\β}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+r_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}}=w{L}_m{I}_m\cos (\mathrm{wt}+\mathrm{\π}/2)+r_m{I}_m\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ u_{\mathrm{co}}=L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{ri}}_c=-\sqrt{2}{I}_m[\mathrm{wL}\sin (\mathrm{wt}+3\mathrm{\π}/4)+r\sin (\mathrm{wt}+\mathrm{\π}/4)]\end{array}\right.$

其中，L_m=L+L_α=L+L_β，r_m=r+r_α=r+r_β。

参见图3，为本发明的电流快速跟踪控制框图。两相正交逆变器的控制过程如下：

a、首先根据期望的输出电流幅值

和频率f^*，通过指令电流生成环节，求得两相正交逆变器的期望输出电流，即为：

$i_{\mathrm{\α}}^{*}=I_m^{*}\sin w^{*}t,$ $i_{\mathrm{\β}}^{*}=I_m^{*}\cos w^{*}t,$ $i_c^{*}=-(i_{\mathrm{\α}}^{*}+i_{\mathrm{\β}}^{*})=-\sqrt{2}{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/4),$ 其中w^*=2πf^*；

b、将期望输出电流

分别减去检测到的两相正交逆变器输出电流i_α，i_β，i_c，得到输出电流的跟踪误差信号e_α，e_β，e_c；

c、将输出电流的跟踪误差信号e_α，e_β，e_c送到电流PI控制器，经处理得到两相正交逆变器的三个桥臂的动态调制波信号△u_tα，△u_tβ，△u_tc；该调制信号主要是根据电流误差来对三个桥臂的输出电压进行微调，形成输出电流的反馈控制，实现电流的动态无差控制；

d、利用前馈指令生成环节生成两相正交逆变器的三个桥臂的稳态调制波信号：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{t\α}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[w^{*}{L}_m{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/2)+r_m{I}_m^{*}\sin \left(w^{*}t\right)]\\ u_{\mathrm{t\β}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[w^{*}{L}_m{I}_m^{*}\cos (w^{*}t+\mathrm{\π}/2)+r_m{I}_m^{*}\cos \left(w^{*}t\right)]\\ u_{\mathrm{tc}}=\frac{-2}{u_{\mathrm{dc}}}[\sqrt{2}{w}^{*}L{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+3\mathrm{\π}/4)+\sqrt{2}{I}_m^{*}r\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/4)]\end{array}\right..$

其中u_dc为直流侧电压，L_m=L+L_α=L+L_β，r_m=r+r_α=r+r_β，L，r分别为输出滤波电感的电感值和等效电阻值，L_α，r_α分别为电磁搅拌器α相电感线圈的电感值和等效电阻值，L_β，r_β分别为电磁搅拌器β相电感线圈的电感值和等效电阻值；该调制信号主要是根据指令电流来对三个桥臂的输出电压进行调节，当指令电流发生变化时，可以利用此信号快速调节三个桥臂的输出电压来实现对电流的前馈快速跟踪控制；

e、将动态调制波信号△u_tα，△u_tβ，△u_tc和稳态调制波信号u_tα，u_tβ，u_tc分别相加，得到两相正交逆变器的三个桥臂的电压调制波信号m_α，m_β，m_c；

f、将电压调制波信号m_α，m_β，m_c送到PWM调制环节，输出两相正交逆变器的三个桥臂的开关驱动信号s_α，s_β，s_c，然后驱动两相正交逆变器的三个桥臂的功率开关管，输出期望的电压电流。

Claims (2)

1.一种两相正交逆变器的电流复合控制方法，包括三桥臂两相正交逆变系统，所述三桥臂两相正交逆变系统包括两相正交逆变器和负载电磁搅拌器，所述两相正交逆变器包括三个桥臂和三个输出滤波电感，所述负载电磁搅拌器包括α相电感线圈和β相电感线圈，所述两相正交逆变器的其中两个桥臂的中点分别通过一个输出滤波电感与α相电感线圈、β相电感线圈的一端连接，所述两相正交逆变器的第三个桥臂的中点通过输出滤波电感与两个电感线圈的公共点连接，其特征在于，该方法为：

1）根据外部给定的指令输出电流幅值

和频率f^*，通过指令电流生成环节，求得两相正交逆变器的期望输出电流

$i_{\mathrm{\α}}^{*}=I_m^{*}\sin w^{*}t,$ $i_{\mathrm{\β}}^{*}=I_m^{*}\cos w^{*}t,$ $i_c^{*}=-(i_{\mathrm{\α}}^{*}+i_{\mathrm{\β}}^{*})=-\sqrt{2}{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/4),$ 其中角频率w^*=2πf^*；

2）将两相正交逆变器的期望输出电流

分别减去检测到的两相正交逆变器输出电流i_α、i_β、i_c，得到输出电流的跟踪误差信号e_α、e_β、e_c；

3）将输出电流的跟踪误差信号e_α、e_β、e_c送到电流PI控制器，经处理得到两相正交逆变器的三个桥臂的动态调制波信号△u_tα、△u_tβ、△u_tc；

4）利用前馈指令生成环节生成两相正交逆变器的三个桥臂的稳态调制波信号u_tα、u_tβ、u_tc；

5）将动态调制波信号△u_tα、△u_tβ、△u_tc和稳态调制波信号u_tα、u_tβ、u_tc叠加，得到两相正交逆变器的三个桥臂的电压调制波信号m_α、m_β、m_c；

6）将两相正交逆变器的三个桥臂的电压调制波信号m_α、m_β、m_c送到PWM调制环节，输出两相正交逆变器的三个桥臂的开关驱动信号s_α、s_β、s_c，驱动两相正交逆变器的三个桥臂的功率开关管，并输出期望的电压电流。

2.根据权利要求1所述的两相正交逆变器的电流复合控制方法，其特征在于，所述步骤4）中，稳态调制波信号u_tα、u_tβ、u_tc的计算式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{t\α}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[w^{*}{L}_m{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/2)+r_m{I}_m^{*}\sin \left(w^{*}t\right)]\\ u_{\mathrm{t\β}}=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}[w^{*}{L}_m{I}_m^{*}\cos (w^{*}t+\mathrm{\π}/2)+r_m{I}_m^{*}\cos \left(w^{*}t\right)]\\ u_{\mathrm{tc}}=\frac{-2}{u_{\mathrm{dc}}}[\sqrt{2}{w}^{*}L{I}_m^{*}\sin (w^{*}t+3\mathrm{\π}/4)+\sqrt{2}{I}_m^{*}r\sin (w^{*}t+\mathrm{\π}/4)]\end{array}\right.,$

其中u_dc为两相正交逆变器直流侧电压，L_m=L+L_α=L+L_β，r_m=r+r_α=r+r_β，L、r分别为输出滤波电感的电感值和等效电阻值，L_α、r_α分别为电磁搅拌器α相电感线圈的电感值和等效电阻值，L_β、r_β分别为电磁搅拌器β相电感线圈的电感值和等效电阻值。

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