CN106787142A - 一种容错型电磁搅拌电源系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种容错型电磁搅拌电源系统及其控制方法，系统前级为三相可控整流电路，将三相电转化为稳定的直流电压输出，为系统后级两相正交逆变电路供电；直流侧串联两个容值相同的电容；后级为容错的三相转两相正交逆变电路，将直流电逆变为交流电，经过两个输出电感与单相负载连接。输出侧的输出电感能抑制高次谐波及扼制短路故障时电流过大。当系统正常工作时，后级两相正交逆变器为两相三桥臂逆变电路，当后级两相正交逆变器中的功率器件发生故障时，即某一相桥臂的功率开关发生短路或开路故障时，断开故障桥臂，并接通相应的三端双向可控硅开关，构成两相半桥逆变电路，以保持系统持续正常运行。本发明提高了电源的可靠性。

Description

一种容错型电磁搅拌电源系统及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种容错型电磁搅拌电源系统及其控制方法。

背景技术

在高品质特殊钢加工冶炼行业，连铸电磁搅拌技术成为提高连铸钢材品质和成品率的最有效技术途径。两相正交逆变电源作为连铸电磁搅拌的关键装备，其电流波形质量和响应速度等性能直接影响连铸钢的质量和品质，对提升我国军用舰船、桥梁、建筑、高档轿车等制造水平意义重大。

目前钢铁连铸用电磁搅拌电源一般采用二相正交逆变电源，输出两相正交电流给感应线圈供电，激发形成电磁推力，从而使钢液产生旋转运动。该种搅拌方法具有磁场能量集中，所需搅拌功率小以及绕组能量效率高。在两相逆变电源的拓扑结构方面，一般采用两级结构，前级采用不可控整流方式，将三相交流电转换成一个稳定的直流电源。由于两相正交逆变电源的负载为感性负载，系统消耗有功功率小，负载功率主要是无功功率，故前级整流器的功率因数低，同时谐波含量高。针对后级两相正交逆变器，Young C M等学者采用4个桥臂构成两单相逆变器结构，可以分别单独控制，将直流电转换成两个正交90°的交流电源，该种结构具有控制简单，直流电压利用率高，但是其器件数量较多，成本高。由此，JangD H等学者提出了采用两个桥臂构成两相正交逆变器，每个桥臂与直流侧电容构成半桥逆变器，从而实现两相正交电压输出，该种结构虽然器件数量减少，但是其直流电压利用率低，直流侧两电容需要进行平衡控制。为此，为了弥合两者的缺陷，罗安等学者提出了一种三桥臂的两相正交逆变电源结构，其中两个开关臂为独立的开关臂，第3个开关臂为公共臂，通过采用合适的控制方法可以实现两相正交输出功能。

电磁搅拌逆变电源的重要组成部分是逆变器。逆变器中最容易产生事故的地方就是功率组件及其控制线路，目前还没能够有效地处理好它的可靠性问题。当逆变器产生事故时会导致整个系统不能正常工作，严重时将导致不可想象的后果。因此要求逆变器在产生事故时能实现容错运行。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种容错型电磁搅拌电源系统及其控制方法，在切除故障功率开关器件后，将其余的功率开关器件与直流侧的电容重新构成两相半桥逆变电路，以保持系统持续运行。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种容错型电磁搅拌电源系统，包括一个前级三相可控整流电路、两个串联直流侧储能电容、一个后级两相正交逆变电路和三个输出电感；所述前级三相可控整流电路包括三个整流桥臂，所述三个整流桥臂与电网三相电源连接；两个直流侧储流电容串联而成的支路与所述三个整流桥臂并联；所述后级两相正交逆变电路包括三桥臂两相逆变桥；两个串联的直流侧储能电容的公共连接点与三桥臂两相逆变桥的中间桥臂中点连接后，通过一个所述输出电感与单相负载连接；两相逆变桥的另外两个桥臂输出通过另外两个所述输出电感与单相负载相连。

相应的，本发明提供了一种上述容错型电磁搅拌电源系统的控制方法，包括前级三相可控整流电路控制部分和后级两相正交逆变电路控制部分；所述前级三相可控整流电路控制部分包括以下步骤：

1)采集三相电网电压、前级三相可控整流电路交流侧电流和直流侧电压u_dc，计算出直流侧电压的二次纹波分量u₂；

2)设置直流侧参考电压将直流侧参考电压与u_dc相减，再减去直流侧电压的二次纹波分量u₂，得到直流侧电压的直流分量的跟踪误差Δu_d，然后经过PI控制器的调节处理后输出直流侧电压的调节指令I_dc；

3)将前级三相可控整流电路输入电流的前馈指令信号I_e和经PI控制器得到的直流侧电压的调节指令I_dc叠加，作为前级三相可控整流电路交流侧电流的幅值，分别乘以三相电网电压对应的同步正弦信号，得到前级三相可控整流电路交流侧电流指令信号i_refa、i_refb、i_refc，即：

其中I_e为前馈指令信号，I_e＝2u_dci_dc/3E_m，I_dc＝k_PΔu_d+k_I∫Δu_ddt，k_P、k_I分别为电压外环PI控制器的比例系数和积分系数；i_dc为直流侧电流；E_m是交流侧电压最大值；Δu_d直流侧电压的直流分量的跟踪误差；；

4)将交流侧电流指令信号与检测到的实际交流侧电流i_a、i_b、i_c相减，其输出经PR控制器及脉宽调制后，得到前级三相可控整流电路中的各功率开关管的控制信号d_a、d_b、d_c，控制前级三相可控整流电路中开关器件的开通和关断；

后级两相正交逆变电路控制部分包括以下步骤：

1)检测直流侧的两个电容电压u_dc1和u_dc2，这两个电容电压之差经一个PI控制器后输出为Δi；

2)设置后级两相正交逆变电路的输出电流参考指令i_refα、i_refβ、i_refw，检测后级两相正交逆变电路的三相输出电流i_α、i_β、i_w；将Δi叠加到后级两相正交逆变电路输出电流控制内环中，得到后级两相正交逆变电路三相输出电流偏差信号i_Cα、i_Cβ、i_Cw；将三相输出电流偏差信号i_Cα、i_Cβ、i_Cw输入云模型控制器，得到PWM调制器的输入信号，调制出后级两相正交逆变电路中各个功率开关器件的通断信号。

本发明中，k_P＝0.1，k_I＝20。

通过云模型控制器得到PWM调制器的输入信号的实现步骤包括：

1)令e等于后级两相正交逆变电路输出电流的偏差信号，则偏差信号的积分记为e_i，输出控制量为z；e与e_i论域都为[-5 5]，z的论域为[-5 5]；偏差信号e的云模型用数字特征表示为Ge(E_xe，E_ne，H_ee)；偏差信号e的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Ge1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Ge2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Ge3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Ge4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Ge5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Ge6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Ge7(5 1.67 0.42)。

积分e_i的云模型用数字特征表示为Gei(E_xei，E_nei，H_eei)，积分

e_i的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Gei1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Gei2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Gei3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Gei4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Gei5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Gei6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Gei7(5 1.67 0.42)。

输出控制量z的云模型用数字特征表示为Gz(E_xz，E_nz，H_ez)，

输出控制量z的的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Gz1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Gz2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Gz3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Gz4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Gz5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Gz6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Gz7(5 1.67 0.42)；

2)令CG_Ai表示带X条件的二维云发生器，CG_Ai的输出结果是μ_Ai，E'_ne＝R(E_ne,H_ee)，E'_nei＝R(E_nei,H_eei)，函数R()表示服从正态分布的随机函数；从μ_Ai中选择最大值μ_MAXi，激活Y条件一维正态云发生器CG_B，CG_B的输出是z_i，逆向一维云发生器CG_C的输出期望值表示为

3)将z作为PWM调制器的输入信号，调制出后级两相正交逆变电路中各个功率开关器件的通断信号。

本发明容错型电磁搅拌电源系统后级两相正交逆变电路控制方法，包括以下步骤：

1)检测直流侧的两个电容电压u_dc1和u_dc2，这两个电容电压之差经一个PI控制器后输出为Δi；

2)设置后级两相正交逆变电路的输出电流参考指令i_refα、i_refβ、i_refw，检测后级两相正交逆变电路的三相输出电流i_α、i_β、i_w；将Δi叠加到后级两相正交逆变电路输出电流控制内环中，得到后级两相正交逆变电路三相输出电流偏差信号i_Cα、i_Cβ、i_Cw；将三相输出电流偏差信号i_Cα、i_Cβ、i_Cw输入云模型控制器，得到PWM调制器的输入信号，调制出后级两相正交逆变电路中各个功率开关器件的通断信号。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明容错型电磁搅拌电源系统提高了电源的可靠性，在故障状态时对逆变器拓扑电路进行重新配置，即在切除故障功率开关器件后，将其余的功率开关器件与直流侧的电容重新构成两相半桥逆变电路，以保持系统持续运行。因此当系统运行在故障状态时，控制算法不需改变，系统成本低。

附图说明

图1容错型电磁搅拌电源系统的等效电路图；

图2容错型电磁搅拌电源系统正常工作时的等效电路图；

图3容错型电磁搅拌电源系统故障状态时的等效电路图；

图4容错型电磁搅拌电源系统前级三相可控整流电路的控制框图；

图5容错型电磁搅拌电源系统后级两相正交逆变电路控制算法中的云模型控制框图；

图6容错型电磁搅拌电源系统后级两相正交逆变电路的控制框图。

具体实施方式

图1为容错型电磁搅拌电源系统的等效电路图。系统主要参数如下：电网电压380V、50Hz，网侧滤波电感Z_f为1mH。直流侧电容C₁、C₂各为10000μF，直流侧初始电压为700V。功率开关器件IGBT的开关频率为10kHz。输出侧滤波电感L＝0.5mH，r＝0.01Ω。前级三相可控整流电路为含有6个功率开关器件的三桥臂整流桥，与电网三相电源连接；直流侧为两个串联、容值相同的储能电容；后级两相正交逆变电路为含有6个功率开关器件、5个单刀双向开关、6个熔断器的三桥臂两相逆变桥；两个串联的直流侧储能电容的公共连接点为两相逆变电路的输出地线，两相逆变桥的另两个输出通过两个输出电感与单相负载相连。后级两相正交逆变电路在正常运行时，为两相三桥臂逆变电路；后级两相正交逆变电路在故障状态时，构成两相半桥逆变电路。

图2是容错型电磁搅拌电源系统正常工作时的等效电路图。此时T₁₂、T₂₃、T₄₅、T₅₆、T_w处于断开状态。

图3是容错型电磁搅拌电源系统故障状态时的等效电路图。此时三端双向可控硅开关T₁₂、T₂₃、T₄₅、T₅₆、T_w和熔断器F₁、F₂、F₃、F₄、F₅、F₆的通断状态表如表1所示。

表1

	V1	V2	V3	V4	V5	V6
							F1	0	1	1	1	1	1
F2	0	0	0	0	0	0
							F3	1	1	0	1	1	1
F4	1	1	1	0	1	1
							F5	0	0	0	0	0	0
F6	1	1	1	1	1	0
							T12	1	0	0	0	0	0
T23	0	0	1	0	0	0
							T45	0	0	0	1	0	0
T56	0	0	0	0	0	1
							Tw	1	1	1	1	1	1

图4是容错型电磁搅拌电源系统前级三相可控整流电路的控制框图。包括以下步骤：

(1)检测三相电网电压为

式中ω为电网电压角频率，E_m为电网电压幅值。检测三相可控整流电路交流侧电流为

式中I_m为三相可控整流电路交流侧幅值。

(2)前级三相可控整流电路的控制方法如附图4所示。首先计算直流侧电压的二次纹波分量为

式中u_dc为直流侧电压，C为直流侧电容总电容值，r是输出电感的等效电阻值，L是输出电感的电感值。

(3)检测的直流侧电压u_dc，将直流侧参考电压与u_dc相减，得到然后减去由式(1)计算出的二次纹波分量，可以得到直流侧电压的直流分量的跟踪误差Δu_d＝Δu_dc-u₂。

(4)然后经过PI控制器的调节处理后输出直流侧电压的调节指令I_dc：

I_dc＝k_PΔu_d+k_I∫Δu_ddt (4)

式中k_P、k_I分别为电压外环PI调节器的比例系数和积分系数。

(5)将三相可控整流电路输入电流的前馈指令信号I_e和经PI调节器得到的电流调节信号I_dc叠加，作为三相可控整流电路交流侧电流的幅值，分别乘以三相电网电压对应的同步正弦信号，得到三相可控整流电路交流侧电流指令信号：

其中I_e＝2u_dci_dc/3E_m。

(6)交流侧电流指令信号与检测到的实际交流侧电流i_a、i_b、i_c相减，其输出经PR控制器后及脉宽调制后，得到三相可控整流电路中的各功率开关管的控制信号d_a、d_b、d_c。PR控制器中，比例控制参数取值为8，谐振控制参数为100。

(7)后级两相正交逆变电路的控制框图如附图6所示。首先检测直流侧的两个电容电压u_dc1和u_dc2，这两个电容电压之差经一个PI控制器后输出为Δi；

(8)由于负载是两个单相负载，流经α相和β相的负载电流为幅值和频率相等、相位相差90°的正弦电流，则两相正交逆变器的输出电流参考指令可以表示为：

式中，I^*为两相正交逆变器输出电流期望幅值，ω^*为逆变器输出电流期望参考指令角频率。

(9)检测两相正交逆变器三相输出电流i_α、i_β、i_w。将Δi叠加到两相逆变器输出电流控制内环中，得到偏差信号：

图5是容错型电磁搅拌电源系统后级两相正交逆变电路控制算法中的云模型控制框图。包括以下步骤：

(1)令e＝i_Cα，则偏差信号的积分记e_i，输出控制量z。e与e_i论域都为[-5 5]，z的论域为[-5 5]。偏差e的云模型用数字特征表示为Ge(E_xe，E_ne，H_ee)。偏差e的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Ge1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Ge2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Ge3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Ge4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Ge5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Ge6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Ge7(5 1.67 0.42)。

积分e_i的云模型用数字特征表示为Gei(E_xei，E_nei，H_eei)。积分e_i的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Gei1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Gei2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Gei3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Gei4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Gei5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Gei6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Gei7(5 1.67 0.42)。

输出控制量z的云模型用数字特征表示为Gz(E_xz，E_nz，H_ez)。输出控制量z的的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Gz1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Gz2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Gz3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Gz4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Gz5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Gz6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Gz7(5 1.67 0.42)。

在图5所示的规则推理器中，CG_Ai是带X条件的二维云发生器，它的输出结果是：

上式中E'_ne＝R(E_ne,H_ee)和E'_nei＝R(E_nei,H_eei)，函数R()表示服从正态分布的随机函数，其中第一个参数为期望值，第二个参数为标准差。从μ_Ai中选择最大值μ_MAXi，去激活Y条件一维正态云发生器CG_B。Y条件一维正态云发生器CG_B的输出是z_i，并且满足

上式中E'_nz＝R(E_nz,H_ez)。

逆向一维云发生器CG_C的输出期望值表示为：

图6是容错型电磁搅拌电源系统后级两相正交逆变电路的控制框图。包括以下步骤：

(1)首先检测直流侧的两个电容电压u_dc1和u_dc2，这两个电容电压之差经一个PI控制器后输出为Δi；

(2)由于负载是两个单相负载，流经α相和β相的负载电流为幅值和频率相等、相位相差90°的正弦电流，则两相正交逆变器的输出电流参考指令可以表示为：

式中，I^*为两相正交逆变器输出电流期望幅值，ω^*为逆变器输出电流期望参考指令角频率。

(3)检测两相正交逆变器三相输出电流i_α、i_β、i_w。将Δi叠加到两相逆变器输出电流控制内环中，得到偏差信号：

(4)将式(10)的信号z作为PWM的输入信号，调制出两相正交逆变器中各个功率开关器件的通断信号S_v1-S_v6；

(5)T_v12、T_v23、T_v45、T_v56的通断与图6中各个功率器件通断的关系如表2所示。

表2

	V1	V2	V3	V4	V5	V6
							FV1	1	1	1	1	1	1
FV2	0	0	0	0	0	0
							FV3	1	1	1	1	1	1
FV4	1	1	1	1	1	1
							FV5	0	0	0	0	0	0
FV6	1	1	1	1	1	1
							Tv12	1	0	0	0	0	0
Tv23	0	0	1	0	0	0
							Tv45	0	0	0	1	0	0
Tv56	0	0	0	0	0	1

Claims (6)

1.一种容错型电磁搅拌电源系统，其特征在于，包括一个前级三相可控整流电路、两个串联直流侧储能电容、一个后级两相正交逆变电路和三个输出电感；所述前级三相可控整流电路包括三个整流桥臂，所述三个整流桥臂输入端与电网三相电源连接；两个串联直流侧储能电容组成的串联支路与所述三个整流桥臂输出端并联；所述后级两相正交逆变电路包括三桥臂两相逆变桥；两个串联的直流侧储能电容的公共连接点与三桥臂两相逆变桥的中间桥臂中点连接后，通过一个所述输出电感与单相负载连接；两相逆变桥的另外两个桥臂输出通过另外两个所述输出电感与单相负载相连。

2.一种权利要求1所述的容错型电磁搅拌电源系统的控制方法，其特征在于，包括前级三相可控整流电路控制部分和后级两相正交逆变电路控制部分；所述前级三相可控整流电路控制部分包括以下步骤：

1)采集三相电网电压、前级三相可控整流电路交流侧电流和直流侧电压u_dc，计算出直流侧电压的二次纹波分量u₂；

2)设置直流侧参考电压，将直流侧参考电压与u_dc相减，再减去直流侧电压的二次纹波分量u₂，得到直流侧电压的直流分量的跟踪误差Δu_d，然后经过PI控制器的调节处理后输出直流侧电压的调节指令I_dc；

3)将前级三相可控整流电路输入电流的前馈指令信号I_e和经PI控制器得到的直流侧电压的调节指令I_dc叠加，作为前级三相可控整流电路交流侧电流的幅值，分别乘以三相电网电压对应的同步正弦信号，得到前级三相可控整流电路交流侧电流指令信号i_refa、i_refb、i_refc，即：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{refa}=(I_e+I_{dc})sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ i_{refb}=(I_e+I_{dc})\sin (\mathrm{\ω}t-2\mathrm{\π}/3)\\ i_{refc}=(I_e+I_{dc})\sin (\mathrm{\ω}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.;$

其中I_e＝2u_dci_dc/3E_m，I_dc＝k_PΔu_d+k_I∫Δu_ddt，k_P、k_I分别为电压外环PI控制器的比例系数和积分系数；i_dc为直流侧电流；E_m是交流侧电压最大值；

4)将交流侧电流指令信号i_refa、i_refb、i_refc与检测到的实际交流侧电流i_a、i_b、i_c相减，其输出经PR控制器及脉宽调制后，得到前级三相可控整流电路中的各功率开关管的控制信号d_a、d_b、d_c，控制前级三相可控整流电路中开关器件的开通和关断；

后级两相正交逆变电路控制部分包括以下步骤：

1)检测直流侧的两个电容电压u_dc1和u_dc2，这两个电容电压之差经一个PI控制器后输出为Δi；

2)设置后级两相正交逆变电路的输出电流参考指令i_refα、i_refβ、i_refw，检测后级两相正交逆变电路的三相输出电流i_α、i_β、i_w；将Δi叠加到后级两相正交逆变电路输出电流控制内环中，得到后级两相正交逆变电路三相输出电流偏差信号i_Cα、i_Cβ、i_Cw；将三相输出电流偏差信号i_Cα、i_Cβ、i_Cw输入云模型控制器，得到PWM调制器的输入信号，调制出后级两相正交逆变电路中各个功率开关器件的通断信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，k_P＝0.1，k_I＝20。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，通过云模型控制器得到PWM调制器的输入信号的实现步骤包括：

1)令e等于后级两相正交逆变电路输出电流的偏差信号，则偏差信号的积分记为e_i，输出控制量为z；e与e_i论域都为[-5 5]，z的论域为[-5 5]；偏差信号e的云模型用数字特征表示为Ge(E_xe，E_ne，H_ee)；偏差信号e的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Ge1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Ge2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Ge3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Ge4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Ge5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Ge6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Ge7(5 1.67 0.42)；

积分e_i的云模型用数字特征表示为Gei(E_xei，E_nei，H_eei)，积分e_i的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Gei1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Gei2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Gei3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Gei4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Gei5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Gei6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Gei7(5 1.67 0.42)；

输出控制量z的云模型用数字特征表示为Gz(E_xz，E_nz，H_ez)，

输出控制量z的的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Gz1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Gz2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Gz3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Gz4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Gz5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Gz6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Gz7(5 1.67 0.42)；

2)令CG_Ai表示带X条件的二维云发生器，CG_Ai的输出结果是μ_Ai，E'_ne＝R(E_ne,H_ee)，E'_nei＝R(E_nei,H_eei)，函数R()表示服从正态分布的随机函数；从μ_Ai中选择最大值μ_MAXi，激活Y条件一维正态云发生器CG_B，CG_B的输出是z_i，逆向一维云发生器CG_C的输出期望值表示为

3)将z作为PWM调制器的输入信号，调制出后级两相正交逆变电路中各个功率开关器件的通断信号。

5.一种权利要求1所述容错型电磁搅拌电源系统后级两相正交逆变电路控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)检测直流侧的两个电容电压u_dc1和u_dc2，这两个电容电压之差经一个PI控制器后输出为Δi；

2)设置后级两相正交逆变电路的输出电流参考指令i_refα、i_refβ、i_refw，检测后级两相正交逆变电路的三相输出电流i_α、i_β、i_w；将Δi叠加到后级两相正交逆变电路输出电流控制内环中，得到后级两相正交逆变电路三相输出电流偏差信号i_Cα、i_Cβ、i_Cw；将三相输出电流偏差信号i_Cα、i_Cβ、i_Cw输入云模型控制器，得到PWM调制器的输入信号，调制出后级两相正交逆变电路中各个功率开关器件的通断信号。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，通过云模型控制器得到PWM调制器的输入信号的实现步骤包括：

1)令e等于后级两相正交逆变电路输出电流的偏差信号，则偏差信号的积分记为e_i，输出控制量为z；e与e_i论域都为[-5 5]，z的论域为[-5 5]；偏差信号e的云模型用数字特征表示为Ge(E_xe，E_ne，H_ee)；偏差信号e的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Ge1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Ge2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Ge3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Ge4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Ge5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Ge6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Ge7(5 1.67 0.42)。

积分e_i的云模型用数字特征表示为Gei(E_xei，E_nei，H_eei)，积分e_i的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Gei1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Gei2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Gei3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Gei4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Gei5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Gei6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Gei7(5 1.67 0.42)。

输出控制量z的云模型用数字特征表示为Gz(E_xz，E_nz，H_ez)，

输出控制量z的的7朵云为：

E_-3＝“偏差负大”＝Gz1(-5 1.67 0.42)；

E_-2＝“偏差负中”＝Gz2(-1.91 1.03 0.26)；

E_-1＝“偏差负小”＝Gz3(-0.95 0.63 0.16)；

E₀＝“偏差为零”＝Gz4(0 0.39 0.1)；

E₊₁＝“偏差正小”＝Gz5(0.95 0.63 0.16)；

E₊₂＝“偏差正中”＝Gz6(-1.91 1.03 0.26)；

E₊₃＝“偏差正大”＝Gz7(5 1.67 0.42)；

2)令CG_Ai表示带X条件的二维云发生器，CG_Ai的输出结果是μ_Ai，E'_ne＝R(E_ne,H_ee)，E'_nei＝R(E_nei,H_eei)，函数R()表示服从正态分布的随机函数；从μ_Ai中选择最大值μ_maxi，激活Y条件一维正态云发生器CG_B，CG_B的输出是z_i，逆向一维云发生器CG_C的输出期望值表示为

3)将z作为PWM调制器的输入信号，调制出后级两相正交逆变电路中各个功率开关器件的通断信号。