CN1665116A - 二相正交矢量控制式电磁搅拌器逆变电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种两相正交式电磁搅拌器逆变电源，该电源逆变器采用六桥臂式结构和正交矢量控制方法，完成对两相电磁搅拌器电流和频率的解耦控制，使输出两相低频电流的相位差为90°，第三相与两相电磁搅拌器的中点相连，该相交流电流为其它两相的倍。该正交矢量控制采用电流、频率双闭环控制。电流传感器(19)采集两相电流信号，PI调节(14、15)，通过正交变换(16)，PWM驱动等处理过程，对输出脉冲的频率进行控制，从而控制变频器输出两相正交低频电压的幅值和频率，实现对电磁搅拌器搅拌磁力的矢量控制。该逆变电源提高了电磁搅拌系统的可靠性，减少了无功补偿装置和滤波装置，节省了空间，降低了电磁搅拌器的成本。

Description

二相正交矢量控制式电磁搅拌器逆变电源

技术领域

一种二相正交式电磁搅拌器逆变电源，具有恒流源特性，作为钢铁或有色金属冶炼或连铸工艺中具有两相绕组的电磁搅拌器的供电电源。

背景技术

在钢铁和有色金属的冶炼过程中，电磁搅拌器是提高连铸系统产品质量的一个关键性装置，二相电磁搅拌器由于具有较强的电磁穿透力，往往应用于炉底搅拌等特殊搅拌场合，以往的电磁搅拌器低频电源，有采用晶闸管交—交变频方式，其结构复杂，占地面积很大，功率因数低。同时谐波含量很大，对电网污染很大，需用昂贵的无功补偿装置和谐波滤波器，因此，限制了其应用。目前国内外也开始采用二相IGBT低频电源，二相低频电源的拓扑形式较多，有二相4只IGBT方法，这种方式所用元器件较少，但电源电压利用率低，输出功率受到限制。有二相8桥臂IGBT逆变器，这种方式逆变器输出功率较大，电压利用率较高，但是结构较为复杂。

为了提高电磁搅拌器工作特性，已经提出了改进措施。例如在2002年7月30日公告的实用新型专利02244223.5中提出了一种变频电磁搅拌电控装置，以交—直—交变频原理工作，三相桥式变频器有六组IGBT功率模块组成，控制系统的核心为高速DSP，设有专用现场总线适配器，以DSP为核心的控制系统，控制变频器的六组IGBT，实现对变频器输出的三相交流电的参量调控；DSP可通过专用适配器与现场总线联网通讯；上位机可通过现场总线、专用适配器，将控制信息传送至DSP，由DSP控制变频器的输出，进而调控电磁搅拌的工艺参数和工艺过程，以提高装置的自动化、智能化水平，满足工厂自动化发展之要求。但是，由于方案只能采用三相电磁搅拌器，因此对于需要电磁穿透力较强的两相电磁搅拌器的场合，该方法是无能为力的。

发明内容

针对上述已有技术存在的缺陷，本发明所要解决的技术问题在于提供一种二相6桥臂IGBT逆变器，能够采用标准的三相桥式逆变器电路，而且能够应用工业通用的三相变频器进行改造，其标准化程度高，结构相对简单，电压利用率高。虽然合成电流相(假设C相)的电流比较大，但是可以通过定电流控制模式进行限幅，从而保障系统正常运行。对于新设计的低频电源，可以加大合成电流相(假定C相)的IGBT容量来保障安全运行。

为了解决上述技术问题，根据本发明的一个方案，提供一种二相电磁搅拌器逆变电源，其中包括：一个电抗器，用于平波和改善功率因数；一个整流电路，用于将交流电整流为直流电；一个合闸缓冲电路，利用缓冲电路，降低合闸时的冲击电流；一个逆变器，用于产生频率和电压可控的交流电源；一个变频器控制单元，用于控制所述逆变器；该逆变电源采用六桥臂式逆变器结构和正交矢量控制方法，实现对二相电磁搅拌器电流和频率的解耦控制，三相六桥臂逆变器的具体结构为逆变器特定的两相能够输出低频相位差是90°的两相正交交流电流，该逆变器具有恒流源特性，与两相电磁搅拌器绕组的输入端连接，两相电磁搅拌器绕组有公共中点，该中点与逆变器的第三相连接，该相交流电流幅值是其他两相电流的 倍；在变频器控制单元中，电磁搅拌器电流和频率实现解耦控制的具体方法，是采用正交矢量控制方式，实现频率和电流的双闭环控制，其电流和频率分别采用两个独立的设定通道进行给定值i_d ^*，f^*的设定，把电流总给定值和电流反馈值进行归一化定标数据处理，然后，把频率的给定转化为角频率的表达式，与时间变量进行积分运算，其结果是旋转角度θ^*，将角度作为变量赋给正弦和余弦函数，把该三角函数作为坐标变换的基础，然后将两相电流的反馈值进行两相旋转坐标系的坐标变换，得到d-q中的两相正交电流的反馈值i_d，i_q，把电流的总给定值直接赋值给d轴电流的给定值，将q轴电流的给定值设定为零，然后对电流给定值的d-q分量i_d ^*，i_q ^*与电流的反馈值i_d，i_q求偏差后，分别经PI调节器进行运算，其结果是d-q坐标系中输出电压的给定值V_d ^*，V_q ^*，将该给定值利用前述的正弦和余弦函数，进行坐标变换，得到两相正交的低频电压给定值V_α ^*，V_β ^*，第三相的电压给定值是把前述的两相正交低频电压给定值反向后再求和，然后把该三相的给定值V_A ^*，V_B ^*，V_C ^*送入PWM驱动器中，得到了三相不对称PWM电压的驱动信号，利用该信号驱动IGBT三相桥逆变器，得到了电流和频率能分别进行解耦控制的低频正交的正弦波电流。

根据本发明提出的技术方案的进一步改进，其中包括，逆变电源的工作频率在0.2～5HZ连续可调，工作电流为0～500A、0～1000A、0～1500A、0～2000A连续可调，频率和电流相互独立可调，互不干扰。

根据本发明提出的技术方案的进一步改进，其中包括，逆变器的功率阀器件采用集电极-发射极耐压为1700V、1400V、1200V的大电流IGBT或IPM功率器件构成二相逆变器的主电路。

根据本发明提出的技术方案的进一步改进，其中包括，具有过电压、欠电压、过流、短路、缓降频保护和元件过热保护功能。

根据本发明提出的技术方案的进一步改进，其中包括，可以采用数字信号处理器(DSP)来构造其控制系统。所述数字信号处理器可以采用TMS2407DSP或其它型号的数字信号处理器，对DSP进行相关控制方式的编程。也可以采用经过软件改造的工业通用低压变频器，如西门子(SIEMENS)、或瓦萨(WASA)等。所述方法成本低，只需通过修改其内部的控制软件来实现对三相变频器触发脉冲的控制，逆变产生的交流电作为二相电磁搅拌器的电源。

采用本发明的两相电磁搅拌器，在调节精度上，负载能力上，经济性以及占地面积上都具有很好的效果。与现有二相4只IGBT方式构成的电磁搅拌器相比，具有电压利用率高，输出功率大，负载能力强的优点。现有晶闸管交-交变频器结构组成的电磁搅拌器需要36只晶闸管，成本可观，占地面积大，而且交-交晶闸管逆变器的控制相对IGBT逆变器的控制要复杂的多，而且容易出现故障，功率因数低，并且需要增加无功补偿装置和滤波装置。利用本发明构成的两相电磁搅拌器不仅输出稳定，控制方便，而且不需要增加额外大量的无功补偿装置和大容量的滤波装置。本发明采用6只IGBT构成系统逆变电路，该电路输出的a、b相电流相位相差90°，但幅值相同，产生的旋转磁场与同幅值同频率的对称三相电流产生的磁场磁势相同。逆变电路中第三桥上的大电流可以通过定电流控制模式进行有效的限制，在进行第三桥IGBT容量的选择时，可以根据需要，选择较大容量的器件，以保证系统可靠、安全的运行。

如上述两相电磁搅拌器应用到冶炼行业中，比较容易的实现旋转式电磁搅拌器系统电源的改造。同时，减少了大量的无功补偿和滤波装置，节省了大量的空间，减少了建造电磁搅拌器系统的费用，同时增大了系统的可靠性。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步详细的说明，在附图中：

图1是根据本发明优选实施例的两相电磁搅拌器的主电路框图。

图2是根据本发明优选实施例的逆变器的脉冲发生控制电路框图。

图3是根据本发明的第一实施例中频率为0.2Hz时逆变器输出电流和频率波形图。

图4是第二实施例中频率为2.5Hz时逆变器输出电流和频率波形图。

图5是第三实施例中频率为5Hz时逆变器输出电流和频率大小波形图。

图6是第三实施例中频率为5Hz时逆变器输出线电压的波形图。

图7是第四实施例中频率为15Hz时逆变器输出电流和频率波形图。

图8是根据本发明实施例的输出电流幅值和相量关系示意图。

图9是根据本发明实施例的输出电流幅值为2000A的电流波形示意图。

具体实施方式

参见附图2是本发明的实施方式的仿真系统图，本发明实施例是两相电磁搅拌器系统。以图2为例结合图1对本发明的实施形态进行说明。

图1是根据本发明优选实施例的两相电磁搅拌器的主电路图，交流电流经过平波电抗器2进入二极管整流电路3，为后续的电压源型可控逆变电路提供直流电源。当系统工作时，开关k断开，电流通过电阻R给电容器组6进行充电。R起到对电容器的过电流保护作用。当进入稳定状态时，k闭合，全电流向电容器组6供电。

电路7中是IGBT构成的逆变器部分，如图中示的连接方式，将a相和b相连接到电磁搅拌器8的两相上，此时，a、b两相交流电大小相等，相位相差90°，此时电磁搅拌器两相绕组在空间产生一个旋转磁场，其同步转速与同幅值，等频率的三相电流在空间产生的同步转速相同。同时，a、b相电流经电磁搅拌器绕组后输出到c相桥上，c相作为公共电流相。因此c相桥上将会承受更大的电流。其相量关系如附图9所示。其幅值和相位关系如下： $\stackrel{\→}{\mathrm{Ic}}=-(\stackrel{\→}{\mathrm{Ia}}+\stackrel{\→}{\mathrm{Ib}}),$ 同时，由于a相和b相电流的频率和大小相同，在空间相位上相差90°，所以，c相电流的频率与a、b相电流的频率相同，幅值为a、b相的 倍。因此，在选择IGBT的容量时，c相桥上的IGBT应该选择较大的容量。逆变电路a、b相间的相位差，逆变输出电压的幅值和频率，可以通过控制IGBT的触发脉冲来实现。控制电路(附图3)采用正交矢量控制，实现频率和电流的双闭环控制，其电流i^*和频率f^*采用两个独立的设定通道进行给定值的设定，把电流的总给定值和电流的反馈值进行归一化定标数据处理，然后，通过运算器9把频率的给定转化为角频率的表达式，通过10与时间变量进行积分运算，产生旋转角度θ^*，把旋转角度θ^*作为变量赋给正弦和余弦函数，把三角函数作为坐标变换的基础，然后把两相电流的反馈值进行两相旋转坐标系的坐标变换11，得到d-q坐标系中的两相正交电流的反馈值i_d，i_q，然后把电流的总给定值，直接赋值给d轴电流的给定值i_d ^*，把q轴电流的给定值i_q ^*设定为零，然后对电流的d-q分量分别输入PI调节器14、15进行运算，其结果是d-q坐标系中输出电压的给定值V_d ^*，V_q ^*，将该利用前述的正弦和余弦函数，进行坐标变换16，得到两相正交的低频电压给定值U_α ^*，U_β ^*，第三相的电压给定值U_C ^*是通过运算器17，把前述的两相正交低频电压给定值U_α ^*，U_B ^*求和后，再取反，即： $U_C^{*}=-(U_{\mathrm{\α}}^{*}+U_{\mathrm{\β}}^{*}),$ 从而实现电磁的解耦，方便进行控制。然后把该三个给定值U_A，U_B，U_C送入PWM发生器18中，产生三相PWM电压驱动信号，去驱动三相桥IGBT逆变器，得到了电流与频率分别解耦控制的低频正弦波电流。即可实现对电磁搅拌器的有效控制。

实施例模拟仿真一个具备本发明特点的两相电磁搅拌器系统，逆变产生的电压为0～380V。作为本发明的第一实施例，设定输出电磁搅拌器的频率为0.2Hz，输出电流设定为500A时，仿真输出的电流的大小和频率如图3所示，仿真结果可见，电流频率恒定为0.2Hz，a、b相电流相位相差90°，c相电流有效值约为a、b相电流有效值的

倍，峰值为1000A，并且电流波形稳定。这不仅与设定值吻合，而且符合附图8所示的相量关系。

作为本发明的第二实施例，设定逆变输出频率为2.5Hz，电流设定值为250A时，其输出电流的大小及相位关系如图4所示，可见，波形完全符合设定值，并且其相位关系不变，a、b相相位差90°，并且c相电流为设定值的

倍。

作为本发明的第三实施例，设定逆变输出频率为5Hz，电流设定值为500A时，其仿真输出电流的大小、频率及相位关系如图5所示。对比图3、图5可知，输出电流的大小和相位关系不变，频率变为5Hz，输出三相电流之间的相量符合附图8中所示的关系。同时，在设定电流值不变，只改变输出交流频率时，系统逆变输出具备明显的恒流源特性。在该情况下，逆变器输出的电压波形如图6所示，该波形是频率为5Hz的正弦波。

作为本发明的第四实施例，设定逆变器输出频率为15Hz，电流设定值仍为500A不变时，其仿真输出电流的大小、频率及相位如图7所示，可知电流仍然满足上述相位关系，电流大小不变，频率为15Hz。

作为本发明的第五实施例，设定逆变器输出频率为1Hz，电流设定值2000A(有效值)时，其仿真输出电流的大小、频率及相位如图9所示，可知电流仍然满足上述相位关系，电流与给定值相同，实际频率为1Hz。

根据实施例仿真结果可知，该发明利用IGBT逆变电路，可以通过所述控制算法，即可有效地对两相电磁搅拌器电源进行频率和输出电流的解耦控制，逆变产生的电源功率因数高，控制方便，谐波小，成本低，故障率低。克服了现有电磁搅拌器逆变电源的缺陷。

Claims (5)

1、一种二相电磁搅拌器逆变电源，包括：

一个电抗器(2)，用于平波和改善功率因数；

一个整流电路(3)，用于将交流电整流为直流电；

一个合闸缓冲电路(4)，利用缓冲电阻，降低合闸时的冲击电流；

一个逆变器(7)，用于产生频率和电压可控的交流电源；

一个变频器控制单元(5)，用于控制所述逆变器；

其特征在于，该逆变电源采用六桥臂式逆变器结构和正交矢量控制方法，实现对二相电磁搅拌器电流和频率的解耦控制，三相六桥臂逆变器的具体结构为逆变器特定的两相能够输出低频相位差是90°的两相正交交流电流，该逆变器具有恒流源特性，与两相电磁搅拌器绕组(8)的输入端连接，两相电磁搅拌器绕组有公共中点，该中点与逆变器的第三相连接，该相交流电流幅值是其他两相电流的

倍，

在变频器控制单元(5)中，电磁搅拌器电流和频率实现解耦控制的具体方法，是采用正交矢量控制方式，实现频率和电流的双闭环控制，其电流和频率分别采用两个独立的设定通道进行给定值i_d ^*，f^*的设定，将电流的总给定值和电流的反馈值进行归一化定标数据处理，然后，把频率的给定转化为角频率的表达式，与时间变量进行积分运算(10)，其结果是旋转角度θ^*，将角度作为变量赋给正弦和余弦函数，将该三角函数作为坐标变换的基础，然后由电流传感器(19)测量出的两相电流的反馈值进行两相旋转坐标系的坐标变换(11)，得到d-q中的两相正交电流的反馈值i_d，i_q，把电流的总给定值直接赋值给d轴电流的给定值，把q轴电流的给定值设定为零，然后对电流给定值的d-q分量i_d ^*，i_q ^*与电流的反馈值i_d，i_q求偏差后，分别经PI调节器(14、15)进行运算，其结果是d-q坐标系中输出电压的给定值V_d ^*，V_q ^*，将该给定值利用前述的正弦和余弦函数，进行坐标变换(16)，得到两相正交的低频电压给定值V_α ^*，V_β ^*，第三相的电压给定值是把前述的两相正交低频电压给定值反向后再求和，然后把该三相的给定值V_A ^*，V_B ^*，V_C ^*送入PWM驱动器(18)中，得到了三相不对称PWM电压的驱动信号，利用该信号驱动IGBT三相桥逆变器，得到了电流和频率能分别进行解耦控制的正交低频正弦波电流。

2、根据权力要求1的逆变电源，其特征在于，工作频率在0.2～15HZ连续可调，工作电流为0～500A、0～1000A、0～1500A、0～2000A连续可调，频率和电流相互独立可调，互不干扰。

3、根据权力要求1的逆变电源，其特征在于，采用集电极-发射极耐压为1700V、1400V、1200V的大电流IGBT或IPM功率器件构成二相逆变器的主电路。

4、根据权力要求1的逆变电源，其特征在于，具有过电压、欠电压、过流、短路、缓降频保护和元件过热保护功能。

5、根据权力要求1的逆变电源，其特征在于可以采用数字信号处理器(DSP)来构造其控制系统，也可以采用工业通用的低压变频器如西门子(SIEMENS)变频器、或丹麦瓦萨(WASA)变频器，通过修改其内部控制软件来实现二相电磁搅拌器的逆变电源的控制。

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