CN108604871A - 电机控制系统和方法 - Google Patents

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莱昂纳多·德拉弗洛拉
安东·史密斯
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Abstract

描述了一种用于捕捉旋转电机的方法和装置。电机驱动电路的逆变器的开关(通常是下开关)在短时间段内发生短路。分析由这个过程生成的该脉冲以确定该电机的旋转速度和方向。检查该脉冲以判定其是否正交。若是，则认为该电机速率判定可靠，并且然后使电机磁化并且可以恢复正常电机控制。若否，则认为该电机速率判定不可靠，并且重复该速率判定步骤之前的磁化脉冲。

Description

电机控制系统和方法
技术领域
本发明涉及一种电机控制系统和方法。
背景技术
已知可调速驱动器用于控制多相电动机。在一些情况下，正在由可调速驱动器驱动的电动机的状态可能是未知的。具体地，电机转子的角位置和/或旋转速度可能是未知的。这可能有很多发生的原因。这种情况可能例如在短暂断电之后发生。可替代的，当转子在电机驱动控制开始之前(即，在启动电机驱动器时)已经在旋转时，可能发生这种情况。
因此，电机在处于电机驱动器的控制下之前可能具有存储在其中的机械能和电能二者。已知的算法是：寻求使得电机驱动器能够控制电机而不会产生对存储在机器中的能量的较大干扰，并且为此无需从该电机中提取所有能量。然而，仍然需要经改进且替代性的电机控制系统和方法。
本发明寻求为那些已经可用的方法提供一种替代性方法。
发明内容
本发明提供了一种(捕捉或控制电机的)方法，该方法包括：通过以下操作来估计电机的旋转频率(即，电机速度)：重复地使该电机的至少一些绕组发生短路以便生成多个短路电流脉冲，识别该短路电流脉冲的峰值，并且使用所识别的峰值来估计所述旋转频率(以及通常还有方向)；判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠；并且在确定对该电机的该旋转频率的该估计不可靠的情况下，将磁化脉冲施加于该电机，并且重复估计该电机的该旋转频率以及判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠的步骤。
本发明还提供了一种控制器(例如，电机控制器/跟踪模块)，该控制器包括：第一输入端，用于从电机的至少一些绕组接收多个短路电流脉冲；控制模块，被配置用于识别该短路电流脉冲的峰值，并且使用所识别的峰值来估计该电机的所述旋转频率(以及通常还有方向)，该控制模块进一步被配置用于：判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠；并且在确定对该电机的该旋转频率的该估计不可靠的情况下，指示将磁化脉冲施加于该电机，并且重复估计该电机的该旋转频率以及判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠的步骤。该控制器可以进一步包括：频率估计器(例如，结合了锁相环)，被配置用于生成对该电机的该旋转频率(和方向)的估计值。该频率估计器可以被进一步配置用于判定指示所测量电流的余弦向量和正弦向量的信号是否正交。
判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠可以包括：判定指示所测量电流的余弦向量和正弦向量的信号是否正交。更具体地，判定指示该余弦向量和正弦向量的信号是否正交可以包括：判定该余弦向量和正弦向量的点积是否低于阈值(例如，接近于零)。在本发明的一种形式中，该余弦向量和正弦向量是短路电流脉冲的峰值的Clarke变换。
本发明可以进一步包括：在重复判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠的该步骤使得确定该电机估计的该旋转频率仍然不可靠的情况下，确定该电机处于静止。
在本发明的一些形式中，将磁化脉冲施加于该电机包括：将斜升多相(通常是3相)电流注入该电机中(通常以预定速率)。这通常是在达到机器的额定电流时才进行的。电流调节器可以用于生成该磁化脉冲。
本发明的一些形式包括：如果确定对该电机的该旋转频率的估计可靠，则增加该电机内的磁化等级(并且随后退出该方法)。增加该电机内磁化等级的步骤可以包括：将多相(通常是三相)电流注入该电机中(例如，直到该电机被完全磁化)。
本发明更进一步提供了一种电机驱动电路，该电机驱动电路包括如上所述的控制器并且进一步包括处于所述控制器的控制之下的逆变器。
附图说明
现在将参考以下示意图进一步详细地描述本发明，在附图中：
图1示出了多相电机驱动系统；
图2示出了可以用于图1的电机驱动系统的逆变器；
图3是根据本发明的一个方面的算法的流程图；
图4示出了根据本发明的一个方面的在电机绕组上的电流波形；
图5示出了根据本发明的一个方面的电流波形的包络线；
图6示出了根据本发明的一个方面的随时间推移的估计频率；
图7示出了根据本发明的一个方面的锁相环电路；
图8示出了根据本发明的一个方面的磁化脉冲；
图9示出了根据本发明的一个方面的磁化斜升信号；
图10示出了根据本发明的一个方面的电机起动安排的信号；
图11示出了根据本发明的另一个方面的电机起动安排的信号；并且
图12示出了根据本发明的一个方面的系统的框图。
具体实施方式
图1是总体上由附图标记1指示的包括可调速驱动器(ASD)的系统的框图。系统1包括AC电源2、ASD 4以及负载6(诸如，三相电机)。ASD 4包括整流器8(通常是基于二极管的整流器，如图1中示出的，尽管替代物诸如高级前端整流器是已知的)、DC链路电容器10、逆变器12以及控制模块14。
AC电源2的输出端连接至整流器8的输入端。整流器8的输出端向逆变器12提供DC电力。如以下进一步描述的，逆变器12包括切换模块，该切换模块用于将DC电压转换成具有依赖于栅极控制信号的频率和相位的AC电压。这些栅极控制信号通常由控制模块14提供。以这种方式，可以控制到负载6的每个输入端的频率和相位。
逆变器12通常与控制模块14进行双向通信。逆变器12可以监测与负载6的三个连接中的每一个连接中的电流和电压(假设正在驱动三相负载)并且可以将电流和电压数据提供给控制模块14(尽管一点也没有必要使用电流传感器和电压传感器两者)。当生成根据需要操作负载所要求的栅极控制信号时，控制模块14可以利用电流和/或电压数据(当可供使用时)；另一个安排是估计来自绘制的电压的电流和切换模式-也存在其他控制安排。
图2示出了逆变器12的示例性实施方式的细节。
如图2所示，逆变器12包括第一、第二和第三高侧切换元件(T1、T2和T3)以及第一、第二和第三低侧切换元件(T4、T5和T6)。例如，每个切换元件可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)或MOSFET晶体管。如图2所示，切换元件(T1至T6)中的每一个与相应的续流二极管(D1至D6)相关联。
示例性逆变器12是生成以下三个输出的三相逆变器：U、V和W。逆变器12的这三个相位提供输入给上述系统1中的负载6的三相。当然，逆变器12可以被修改成提供不同数量的输出以便驱动不同的负载(诸如，具有多于或少于三个相位的负载)。
第一高侧切换元件T1和第一低侧切换元件T4一起连接在正极DC端子与负极DC端子之间。这些切换元件的中点提供U相输出。以类似的方式，第二高侧切换元件T2和第二低侧切换元件T5一起连接在正极DC端子与负极DC端子之间，其中，这些切换元件的中点提供V相输出。此外，第三高侧切换元件T3和第三低侧切换元件T6一起连接在正极DC端子与负极DC端子之间，其中，这些切换元件的中点提供W相输出。
逆变器12是一种2级、6晶体管逆变器。如本领域技术人员将明白，本发明的原理适用于不同的逆变器，诸如3级逆变器。以示例的方式提供了对逆变器12的描述，以帮助说明本发明的原理。
图3是根据本发明的一个方面的总体上由附图标记20指示的算法的流程图。
算法20从步骤22开始，在该步骤期间，如果需要的话可以发生初始化和校准。然后，该算法移动至短路绕组估计步骤(步骤24)。
在步骤24处，逆变器12的多个开关在短时间段内闭合，以便生成短路脉冲。在本发明的一种形式中，低侧切换元件(示例性逆变器12中的T4、T5和T6)中的每一个被周期性闭合。通常，短路必须足够长以得到稍后可以在算法中使用的可测量电流，但是也需要足够短以便将逆变器保持在不连续操作模式下。
图4是总体上由附图标记40指示的曲线图，该曲线图示出了电机绕组上响应于如上所述的低侧切换元件发生短路的电流波形。图4示出了三个脉冲，并且该3相电流波形看起来像一组锯齿波形，该波形的包络线是3相正弦波。
取该锯齿波形的峰值允许将包络线间隔开并且将其用于频率估计。图5示出了根据本发明的一个方面的电流波形的包络线(总体上由附图标记50指示)。当开关打开时，可以通过对短路电流进行采样来对图4中可见的锯齿波形进行滤波，由此获得该锯齿波形的峰值。
图5中示出的包络线的频率指示电机6的对应相位的旋转频率。图6是总体上由附图标记60指示的曲线图，该曲线图示出了根据本发明的一个方面的随时间推移的估计频率。该频率估计是基于图5中示出的包络线的，并且与电机6的旋转频率相对应。在图6的示例中，频率估计值稳定在大约325弧度/秒。
在这个阶段，算法20的短路绕组估计步骤24已经被用于获得对电机旋转速度的估计值。
如上所述，图5中示出的包络线的旋转频率等于电机的电频率旋转。该包络线被用作锁相环(PLL)的输入。
PLL背后的思想在于：实际输入向量角θ与其估计值之间的差的正弦可以使用比例积分(PI)控制器而减小到零，因此将检测到的相位锁定到实际角。然后对所估计的频率进行积分以获得该角图7示出了可以用于本发明的总体上由附图标记70指示的锁相环(PLL)的框图。
如上所述，图5中示出的信号50是3相电流信号，这些电流信号表示在算法20的短路绕组步骤24中检测到的电流信号的包络线。三相电流信号50使用Clarke变换而被转换成2相信号isa高和isb高。因此，用于PLL 70的信号isa高和isb高是对锯齿波形的峰值电流的Clarke变换。
在正常操作中，电流向量isa高和isb高彼此成直角。通过将电流向量的末端连接到一起而生成的角限定了向量角信号θ。通过简单的数学运算，向量角θ的余弦和正弦由以下给出：
并且
在锁相环电路70中，第一功能框72使用以下公式将电流向量isa高和isb高转换成对cos(θ)的估计值：
类似地，第二功能框74使用以下公式将电流向量isa高和isb高转换成对sin(θ)的估计值：
PLL 70生成对向量角的估计值。此估计值由符号表示。
如图7所示，对cos(θ)的估计值乘以所估计向量角的正弦，以给出：cos(θ)类似地，对sin(θ)的估计值乘以所估计向量角的余弦，以给出：cos(θ)
对误差项进行如下计算：
使用PI控制器以使得该误差项(ePLL)强制为零。以这种方式，获得所估计频率的信号和所估计向量角信号以作为PLL 70的输出。
返回到图3的算法20，如上所述，使用短路绕组估计步骤24以给出所估计的频率，然后，算法20移动至步骤26，在该步骤中，正交性测试被用于判定步骤24中作出的估计是否可能可靠。正交性测试步骤26判定信号isa高和isb高实际上是否正交。
当PLL的输入极小并且包含大多噪声(即，具有低信噪比(SNR))时，cos(θ)估计值和sin(θ)估计值将失去正交性。通过检查cos(θ)信号和sin(θ)信号的正交性，有可能判定PLL估计是否有效。这是重要的，因为cos(θ)和sin(θ)必须正交以使得PLL正常工作。
两个向量的点积由以下给出：
由于cos(θ)信号和sin(θ)信号在±1之间摆动，因此等式(2)可以简化为：
如果cos(θ)和sin(θ)正交，则它们之间的角为90度(cos(90)＝0)，这意指当cos(θ)和sin(θ)未被损坏时：
注意的是，即使大小不等于1，这也是正确的。
可以由以下迭代地得到点积：
因此，在步骤26中，PLL使用应该彼此正交的静止参考系电流(isa高和isb高)并且使用点积作为正交性测试以判定是否相信PLL的输出(确定点积何时低于预定阈值，即接近于零)。如果参考系电流是正交的，则算法20移动至以下进一步描述的步骤34；否则，该算法移动至步骤28。
在算法20的步骤28处，已经确定了短路绕组估计尚未提供对转子位置的可靠估计。这可能是因为该电机绕组的磁化等级不足以使短路步骤提供可靠数据。因此，在步骤28处，将磁化脉冲施加于电机。
图8示出了根据本发明的一个方面的总体上由附图标记80指示的磁化脉冲。磁化脉冲80以预定速率将斜升三相电流注入机器中，直到达到该机器的额定电流。电流调节器被用于产生电流斜坡。该电流调节器需要斜率和目标电流值作为该三相电流斜坡的输入和输出，诸如图8中示出的。
当将电流斜坡施加于旋转感应机器时，反电动势(back electromotive force，bemf)信号具有两个分量：
●斜坡
●以该机器的频率进行旋转的正弦信号。
如果该斜坡在该斜坡信号支配该正弦信号之前停止，则有可能得到该bemf的最小值。捕捉反电动势的最小值意指在短路绕组估计期间看到的电流信号将太低而无法得到任何有用信息。
一旦施加了磁化脉冲，则步骤28完成。算法20然后移动至步骤30。
步骤30是第二“短路绕组估计”步骤，并且重复上述步骤24。接下来，通过当在步骤28中施加磁化脉冲，该短路过程应当引起对转子位置的正确测量。
算法20从步骤30移动至步骤32，在后一个步骤中重复正交性测试(如以上参考步骤26所描述的)。如果该点积低于相关阈值(即，接近于零)，则算法20移动至步骤34。如果该点积仍然不低于相关阈值，则假设电机处于(或非常接近于)静止并且算法20移动至步骤36。
算法20的步骤34在已经确定转子位置估计值可靠时(在算法20的步骤26或步骤32中)发生。在这个阶段，电机的每个相位的旋转频率已经被认为具有可靠的准确性。为了确保电机的磁化等级处于合适的等级(即，处于使得对该电机进行加速或减速所需的转矩而言可用的等级)，步骤34将机器中的磁通量提升至适当的等级。当磁通量处于适当的等级时，算法20移动至步骤36。
步骤34是“斜坡磁化等级”步骤。步骤34将三相电流注入电机6中直到机器被完全磁化。图9示出了总体上由附图标记90指示的示例性磁化斜坡信号。
由于电机的旋转速度已经确定，因此步骤34中施加的相位电流应当与已经旋转的电机相匹配。如果发生这种情况，则认为该电机被“捕捉”。应该注意的是，如果对电机旋转速度的估计少量地不正确，则在斜坡步骤34期间施加的增加电流将迫使该电机遵循所施加的电流。因此，尽管存在较小的估计误差，但是该电机仍然被“捕捉”。如果误差足够小并且已经发现在实践中工作良好，则这种情况是可能的。
在算法20的步骤36处，电机在步骤24或步骤28处被“捕捉”，或者确定了该电机处于静止(在步骤32处)。在任何情况下，电机速率是已知的并且因此可以开始正常控制。可以因此退出算法36并且施加正常电机控制。
图10示出了根据本发明的一个方面的电机起动安排的总体上由附图标记100指示的信号，由此演示了算法20的应用。在图10的示例中，正在启动的电机6被初始地消磁。
算法20在初始化步骤22内开始，然后是短路绕组估计步骤24。在该算法这部分处的信号总体上由附图标记102指示。由于电机6被消磁，因此算法20的步骤24中施加的短路脉冲未引起生成电流信号。因此，信号100的部分102未示出任何电流脉冲。
由于步骤24处的短路脉冲未引起生成电流，因此正交测试(步骤26)失败并且算法移动至步骤28，在该步骤处施加磁化脉冲(步骤28)。该磁化脉冲在信号100的部分104处是清楚可见的。
在施加了磁化脉冲的情况下，算法20移动至步骤30，在该步骤处再次施加短路脉冲-这示出在信号100的部分106处。尽管看似响应于绕组的短路而未生成电流，但是实际上生成了电流，只是这些电流太小了而在图10中不可见。
在步骤30之后，检查电流脉冲的正交性(步骤32)。这种情况下现在应该返回阳性结果，以使得算法20移动至步骤34。在步骤34处，磁化等级斜升，如信号100的部分108中示出的。
图11示出了根据本发明的另一个方面的电机起动安排的总体上由附图标记110指示的信号，由此演示了算法20的另一个应用。在图10的示例中，正在启动的电机6被初始地磁化
算法20在初始化步骤22内开始，然后是短路绕组估计步骤24。在该算法这部分处的信号总体上由附图标记112指示。由于电机6被磁化，因此算法20的步骤24中施加的短路脉冲使得生成电流信号。因此，部分112示出了小电流脉冲。
由于短路电流脉冲是由磁化电机生成的，因此正交测试(步骤26)表明电流脉冲是正交的并且因此算法20移动至步骤34。在步骤34处，磁化等级斜升，如信号100的部分114中示出的。
图12是根据本发明的一个方面的总体上由附图标记120指示的系统的框图。
系统120包括如以上参考图1描述的逆变器12和多相电机6。该逆变器具有DC输入。当然，可以使用整流器以参考图1描述的方式从AC电源获得该DC输入。
系统120中的逆变器12是使用切换逻辑控制器122来控制的。切换逻辑控制器122为逆变器开关提供PWM信号，并且可以从逆变器12获得控制信息(诸如，电压和/或电流)。切换逻辑控制器122与频率估计器126以及电流调节器124进行双向通信。频率估计器126可以提供上述PLL 70的功能。电流调节器124可以提供使逆变器12能够生成以上参考图8和/或图9描述的磁化信号所需的控制信号。
系统120是高度示意性的。清楚地，许多变体是可能的。
本发明的上述实施例仅仅是通过举例的方式提供的。本领域的技术人员将会知道在不偏离本发明的范围的情况下可以进行的许多修改、变化以及替换。本发明的权利要求书旨在涵盖如落在本发明的精神和范围内的所有此类修改、变化和替换。

Claims (12)

1.一种方法，包括：
通过以下操作来估计电机的旋转频率：重复地使该电机的至少一些绕组发生短路以便生成多个短路电流脉冲，识别该短路电流脉冲的峰值，并且使用所识别的峰值来估计所述旋转频率；
判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠；并且
在确定对该电机的该旋转频率的该估计不可靠的情况下，将磁化脉冲施加于该电机，并且重复估计该电机的该旋转频率以及判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠的步骤。
2.如权利要求1所述的方法，其中，判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠包括：判定指示所测量电流的余弦向量和正弦向量的信号是否正交。
3.如权利要求2所述的方法，进一步包括：通过判定该余弦向量和正弦向量的点积是否低于阈值来判定指示该余弦向量和正弦向量的该信号是否正交。
4.如权利要求1至3中任一项所述的方法，进一步包括：在重复判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠的该步骤使得确定该电机估计的该旋转频率仍然不可靠的情况下，确定该电机处于静止。
5.如任一前述权利要求所述的方法，其中，将磁化脉冲施加于该电机包括：将斜升多相电流注入该电机中。
6.如任一前述权利要求所述的方法，其中，如果确定对该电机的该旋转频率的该估计可靠，则增加该电机内的该磁化等级。
7.如权利要求6所述的方法，其中，增加该电机内的该磁化等级包括：将多相电流注入该电机中。
8.一种控制器，包括：
第一输入端，用于从电机的至少一些绕组接收多个短路电流脉冲；
控制模块，被配置用于识别该短路电流脉冲的峰值，并且使用所识别的峰值来估计该电机的所述旋转频率，该控制模块进一步被配置用于：
判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠；并且
在确定对该电机的该旋转频率的该估计不可靠的情况下，指示将磁化脉冲施加于该电机，并且重复估计该电机的该旋转频率以及判定对该电机的该旋转频率的该估计是否可靠的步骤。
9.如权利要求8所述的控制器，进一步包括：频率估计器，被配置用于生成对该电机的该旋转频率的估计值。
10.如权利要求9所述的控制器，其中，该频率估计器被进一步配置用于判定指示所测量电流的余弦向量和正弦向量的信号是否正交。
11.如权利要求8至11中任一项所述的控制器，进一步包括：电流调节器，用于生成该磁化脉冲。
12.一种电机驱动电路，包括如权利要求8至11中任一项所述的控制器，并且进一步包括在所述控制器的控制下的逆变器。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11575336B2 (en) 2019-05-31 2023-02-07 Nxp Usa, Inc. Technique for on-the-fly start-up of a permanent magnet AC motor without a speed or position sensor

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1625831A (zh) * 2002-01-29 2005-06-08 威斯塔斯风力系统公开有限公司 风力装置中仅用于信息功能的电路结构
CN1665116A (zh) * 2004-12-31 2005-09-07 中原工学院 二相正交矢量控制式电磁搅拌器逆变电源
US20080231219A1 (en) * 2007-03-23 2008-09-25 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Motor drive apparatus and motor drive method
WO2012136211A2 (en) * 2011-04-08 2012-10-11 Danfoss Drives A/S Method and detection system for the state of the rotor of an electric motor
CN103270691A (zh) * 2010-11-01 2013-08-28 悉尼理工大学 无传感器式交流电动机控制器

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3486326B2 (ja) 1997-06-23 2004-01-13 トヨタ自動車株式会社 同期モータの運転制御方法およびその装置
SE513764C2 (sv) * 1998-10-16 2000-10-30 Atlas Copco Controls Ab Metod för återstartning av en synkronmotor av permanentmagnettyp under restrotation
JP4420170B2 (ja) * 2000-03-27 2010-02-24 三菱電機株式会社 同期機の回転状態検出装置および同期機の回転状態検出方法
JP4850543B2 (ja) * 2006-03-14 2012-01-11 公益財団法人鉄道総合技術研究所 だ行回転速度推定装置及びだ行回転速度推定方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1625831A (zh) * 2002-01-29 2005-06-08 威斯塔斯风力系统公开有限公司 风力装置中仅用于信息功能的电路结构
CN1665116A (zh) * 2004-12-31 2005-09-07 中原工学院 二相正交矢量控制式电磁搅拌器逆变电源
US20080231219A1 (en) * 2007-03-23 2008-09-25 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Motor drive apparatus and motor drive method
CN103270691A (zh) * 2010-11-01 2013-08-28 悉尼理工大学 无传感器式交流电动机控制器
WO2012136211A2 (en) * 2011-04-08 2012-10-11 Danfoss Drives A/S Method and detection system for the state of the rotor of an electric motor

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