CN106487267A - 一种单相并网逆变器拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种单相并网逆变器拓扑结构，电源V_in的正极分别与第一功率开关管S₁的源极、第三功率开关管S₃的源极连接，第一功率管S₁的漏极与电感L₁、电容C₁的输入端连接，电感L₁的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₁的输出端与第二功率开关S₂的源极以及公共部分连接，第二功率开关S₂的漏极与电源V_in负极连接；第三功率管S₃的漏极与电感L₂、电容C₂的输入端连接，电感L₂的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₂的输出端与第四功率开关S₄的源极以及公共部分连接，第四功率开关S₄的漏极与电源V_in负极连接。本发明拓扑结构只利用占空比和两组电容电感，完成了直流到交流的升降压；该方法可以检测出实际的相位，且兼顾系统的动态性能和稳定性。

Description

一种单相并网逆变器拓扑结构及其控制方法

技术领域

本发明一种单相并网逆变器拓扑结构及其控制方法，涉及新能源发电并网技术领域。

背景技术

随着化石燃料的快速消耗，以及由此而带来的环境污染日益加剧。可再生能源的开发以及利用越来越引起人们广泛的注意。而在新能源发电并网过程中，需要使用到DC-AC变换器(逆变器)，而变换器需要接入不同的直流电压等级作为输入。而DC-AC逆变器通常工作在降压条件下，如果需要输出电压大于输出电压，就需要用到buck-boost逆变器，这就要求使用一个中间功率阶段或者变压器，这样使用这个电路的DC-AC变换器就会很复杂。一是拓扑结构会变复杂，二是变换器体积会增大。同时，在并网时必须要考虑到逆变器的输出需与电网保持同频、同相，这就对相应的锁相环技术提出了更高的要求，需要利用新技术解决谐波问题，保证分布式发点接入电网稳定运行。

发明内容

本发明提供一种单相并网逆变器拓扑结构及其控制方法，所述拓扑结构只利用占空比和两组电容电感，完成了直流到交流的升降压；该方法可以检测出实际的相位，且兼顾系统的动态性能和稳定性。

本发明采取的技术方案为：

一种单相并网逆变器拓扑结构，DC/AC逆变器包括电源V_in、电感L_f、电容C_f、负载电阻R₀。

第一功率开关S₁、第二功率开关S₂、第三功率开关S₃、第四功率开关S₄。

第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄。

电容C₁、电容C₂、电感L₁、电感L₂。

电源V_in的正极分别与第一功率开关管S₁的源极、第三功率开关管S₃的源极连接，第一功率管S₁的漏极与电感L₁、电容C₁的输入端连接，电感L₁的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₁的输出端与第二功率开关S₂的源极以及公共部分连接，第二功率开关S₂的漏极与电源V_in负极连接；第三功率管S₃的漏极与电感L₂、电容C₂的输入端连接，电感L₂的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₂的输出端与第四功率开关S₄的源极以及公共部分连接，第四功率开关S₄的漏极与电源V_in负极连接。

公共部分由电感L_f和电容C_f组成的高频滤波器和负载电阻R₀组成，电感L_f的左侧与电容C₁的输出端连接，电感L_f的右侧与电容C_f的左端以及负载电阻R₀的左端连接，电容C_f的左侧与电感L_f连接，电容C_f的右侧与电容C₂的输出端以及负载电阻R₀的右端连接。

一种单相并网逆变器拓扑结构控制方法，第一功率开关管S₁和第三功率开关管S₃为一对，第四功率开关管S₄和第二功率开关管S₂为一对；

在t₁时刻前，当S₁，S₄导通，之后电感L₁开始充电，电感L₂开始放电，电容C₂开始充电，电容C₁开始放电，输出电压为U_d；

t₁时刻S₃、S₄栅极信号反向，电流不能突变，S₃不能立即导通，D₃导通续流，因为S₁和D₃同时导通，所以输出电压为零；

到t₂时刻S₁、S₂的栅极信号反向，S₁截止，而S₂不能立刻导通，D₂导通续流，和S₃构成电流通道，L₁开始放电，C₁开始充电，L₂开始充电，C₂开始放电，输出电压为-U_d，到负载电流为零之后并开始反向时，D₂和D₃截止，S₂和S₃导通，输出电压仍为-U_d；

t₃时刻S₃、S₄栅极信号再次反向，S₃截止，而S₄不立即导通，D₄导通续流，输出电压再次为零；

以后的过程和前面类似；

通过对占空比的控制，以及各个时刻两组电容C₁、C₂两组电感L₁、L₂的充放电的电压大小进行控制，实现电压的升降，变换器可以完成输入为直流到交流的变换。

本发明一种单相并网逆变器拓扑结构及其控制方法，优点在于：

1：本发明提供的逆变器，采用无变压器结构，体积小，可靠性高；变换器能耗小，利用两组开关单元和两组电压电感完成了升降压，利用占空比可以获得比直流输入更高的交流输出。

2：本发明拓扑结构，只利用占空比和两组电容电感完成了直流到交流的升降压。

3：本发明用了一种基于同步旋转坐标变换的单相锁相环新算法，可以检测出实际的相位，且兼顾系统的动态性能和稳定性。

4：本发明采用了PR控制，系统具有更好的抗点网电压扰动性能。

附图说明

图1为本发明的总体结构框图。

图2为本发明的变换器拓扑结构图。

图3为本发明的单相锁相环新算法框图。

图4为本发明的并网逆变器控制结构图。

图5为本发明的开关切换时间表图。

具体实施方式

一种单相并网逆变器拓扑并网框架图，如图1所示。DC/AC逆变器的输入端与分布式电源连接，DC/AC逆变器的输出端与电网连接、在DC/AC逆变器的输入输出端都有电压电流检测装置，电压电流检测装置与逆变器控制系统连接。

DC/AC逆变器包含两个电感、两个电容、四个功率开关、四个二极管、高频滤波器组成，变换器结构如图2所示。所述并网方法为直接采样公共电网电压，实际并网电流和电网前馈电压，将这些采样值作为控制基准一起送给DSP，由DSP根据一种基于同步旋转坐标变换的单相锁相环新算法计算并输出PWM信号，分别驱动逆变桥的四只功率开关工作，逆变器输出的并网电流将会较好地跟踪参考电流，并始终与电网电压保持同频同相，从而实现可再生能源以高功率因数回馈电网。其中DSP采用TMS320LF2407为主控制芯片，具有处理能力更好、外设集成度更高、存储器容量更大、A/D转换速度更快等特点。电压电流采样模块均采用来自LEM公司的电压电流传感器进行采样。

如图2所示，一种单相并网逆变器拓扑结构，DC/AC逆变器包括电源V_in、电感L_f、电容C_f、负载电阻R₀。

第一功率开关S₁、第二功率开关S₂、第三功率开关S₃、第四功率开关S₄。

第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄。

电容C₁、电容C₂、电感L₁、电感L₂。

其中：L₁＝255mH，L₂＝255mH，C₁＝1μF，C₂＝1μF，L_f＝1.5mH,C_f＝5μF。

电源V_in的正极分别与第一功率开关管S₁的源极、第三功率开关管S₃的源极连接，第一功率管S₁的漏极与电感L₁、电容C₁的输入端连接，电感L₁的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₁的输出端与第二功率开关S₂的源极以及公共部分连接，第二功率开关S₂的漏极与电源V_in负极连接；第三功率管S₃的漏极与电感L₂、电容C₂的输入端连接，电感L₂的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₂的输出端与第四功率开关S₄的源极以及公共部分连接，第四功率开关S₄的漏极与电源V_in负极连接。

公共部分由电感L_f和电容C_f组成的高频滤波器和负载电阻R₀组成，电感L_f的左侧与电容C₁的输出端连接，电感L_f的右侧与电容C_f的左端以及负载电阻R₀的左端连接，电容C_f的左侧与电感L_f连接，电容C_f的右侧与电容C₂的输出端以及负载电阻R₀的右端连接。

一种单相并网逆变器拓扑结构控制方法，第一功率开关管S₁和第三功率开关管S₃为一对，第四功率开关管S₄和第二功率开关管S₂为一对。

在t₁时刻前，可视作t₀时刻，当S₁，S₄导通，之后电感L₁开始充电，电感L₂开始放电，电容C₂开始充电，电容C₁开始放电，输出电压为U_d。

t₁时刻S₃、S₄栅极信号反向，电流不能突变，S₃不能立即导通，D₃导通续流，因为S₁和D₃同时导通，所以输出电压为零。

到t₂时刻S₁、S₂的栅极信号反向，S₁截止，而S₂不能立刻导通，D₂导通续流，和S₃构成电流通道，L₁开始放电，C₁开始充电，L₂开始充电，C₂开始放电，输出电压为-U_d，到负载电流为零之后并开始反向时，D₂和D₃截止，S₂和S₃导通，输出电压仍为-U_d。

t₃时刻S₃、S₄栅极信号再次反向，S₃截止，而S₄不立即导通，D₄导通续流，输出电压再次为零。

以后的过程和前面类似。

通过对占空比的控制，以及各个时刻两组电容C₁、C₂两组电感L₁、L₂的充放电的电压大小进行控制，实现电压的升降，变换器可以完成输入为直流到交流的变换。

t₀、t₁、t₂、t₃加起来为一整个开关工作周期，如图5所示。

一种单相并网逆变器拓扑结构的并网控制方法，并网时，当DSP检测到电网电压正向过零点时，启动DSP内部的基于同步旋转坐标变换的单相锁相环新算法，对于一个单相电网电压U_s，假定其数学表达式为：

U_s＝U_m cos(ωt) (1)

式中，U_s为单相电网电压，U_m表示电压幅值，ω表示角频率，t表示时间。

如果把它定向在αβ坐标系的α轴上，而β轴信号则直接强制为零，这样构建的电压矢量可以认为是两个同步旋转但是方向不同的电压矢量的和，这样一个电压矢量可以分解为两个同步旋转但是方向不同的电压矢量的和，即：

式中，U_s为单相电网电压，U_m表示电压幅值，ω表示角频率，t表示时间。

如果估计的dq参考坐标的相位角为进行dq旋转变换，得：

式中，U_d为电压在d轴的分量，U_q为电压在q轴的分量，U_m表示电压幅值，ω表示角频率，t表示时间，为dq参考坐标的相位角。

当系统稳定时，假定相位估计值接近实际值θ，即因此，式(3)可写成

式中，U_d为电压在d轴的分量，U_q为电压在q轴的分量，U_m表示电压幅值，ω表示角频率，t表示时间，为dq参考坐标的相位角，是d轴分量，代表了输入电压的幅值，q轴分量代表了观测的相位与实际相位之差。

由此看到，经过变换后可以解耦出需要的输入电压幅值与相位信息，其中：d轴分量，

代表了输入电压的幅值，而q轴分量代表了观测的相位与实际相位之差。

上述控制算法如图3所示。这样就实现电网频率的锁相跟踪，并经过运算，将产生的信号作为PR控制的输入，PR控制结构如图4所示。由于开关频率(20kHz)远远高于电网频率，为了便于分析，忽略开关动作对系统的影响，将PWM逆变单元近似为一增益环节K，G(s)为系统控制器传递函数，R为电感L的串联等效电阻，U_gird为电网电压，I_ref是于电网电压同频同相的并网电流参考信号，推出并网逆变器输出电流的传递函数如式(5)所示。

I_L电感电流，K表示增益系数，G(s)为系统控制器传递函数，s为拉普拉斯函数的自变量，L是电感值，R是电阻值，U_gird为电网电压，I_ref是于电网电压同频同相的并网电流参考信号

PI控制器传递函数为：

G_PI(s)表示PI控制器传递函数，k_p表示比例增益系数，k_i表示积分增益系数，s为拉普拉斯函数的自变量

PR控制器传递函数为：

G_PR(s)表示PR控制器传递函数，k_p表示比例增益系数，s为拉普拉斯函数的自变量k_r为谐振增益系数，ω₀为基波频率

由式(5)可以看出，逆变器输出电流与参考电流和电网电压有关，对于PI控制，基波频率ω₀处控制器的增益为(k_p表示比例增益系数，k_i表示积分增益系数，ω₀表示基波频率)是有限的，因此式(5)的第一项可写成εI_ref(ε＝1/[1+(sL+R)/KG(s)],0<|ε|<1)，(I_L电感电流，K表示增益系数，G(s)为系统控制器传递函数，s为拉普拉斯函数的自变量，L是电感值，R是电阻值，U_gird为电网电压，I_ref是于电网电压同频同相的并网电流参考信号，ε是式(5)的第一项的计算值)即输出电流小于参考电流，系统存在稳态误差；同理，第2项不为0，即输出电流受电网电压影响。对于PR控制，控制器在基波频率ω₀处的增益为(k_p表示比例增益系数，k_r为谐振增益系数，ω₀为基波频率)趋于无穷大，因此，式(5)的第1项基本等于I_ref；同理，第2项趋于0，此时，有I_L＝I_ref，实现了对正弦电流参考信号的零稳态误差跟踪，并且可以抑制电网电压波动对并网电流的影响。

PR控制器生成电压控制指令,该指令电压转换成交流指令电压后,被送入PWM调制单元生成PWM信号送到并网逆变器,从而控制功率器件的开断,产生实际所需交流电压,并使并网电流跟随参考值变化；逆变器输入端是电压采样模块将采样数据传递给DSP，当检测到电压超过逆变器的额定输入电压，就不会进行并网操作；这样就完成了并网的所有操作。

Claims (3)

1.一种单相并网逆变器拓扑结构，其特征在于：DC/AC逆变器包括电源V_in、电感L_f、电容C_f、负载电阻R₀；

第一功率开关S₁、第二功率开关S₂、第三功率开关S₃、第四功率开关S₄；

第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄；

电容C₁、电容C₂、电感L₁、电感L₂；

电源V_in的正极分别与第一功率开关管S₁的源极、第三功率开关管S₃的源极连接，第一功率管S₁的漏极与电感L₁、电容C₁的输入端连接，电感L₁的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₁的输出端与第二功率开关S₂的源极以及公共部分连接，第二功率开关S₂的漏极与电源V_in负极连接；第三功率管S₃的漏极与电感L₂、电容C₂的输入端连接，电感L₂的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₂的输出端与第四功率开关S₄的源极以及公共部分连接，第四功率开关S₄的漏极与电源V_in负极连接；

公共部分由电感L_f和电容C_f组成的高频滤波器和负载电阻R₀组成，电感L_f的左侧与电容C₁的输出端连接，电感L_f的右侧与电容C_f的左端以及负载电阻R₀的左端连接，电容C_f的左侧与电感L_f连接，电容C_f的右侧与电容C₂的输出端以及负载电阻R₀的右端连接。

2.一种单相并网逆变器拓扑结构控制方法，其特征在于：

第一功率开关管S₁和第三功率开关管S₃为一对，第四功率开关管S₄和第二功率开关管S₂为一对；

在t₁时刻前，当S₁，S₄导通，之后电感L₁开始充电，电感L₂开始放电，电容C₂开始充电，电容C₁开始放电，输出电压为U_d；

t₁时刻S₃、S₄栅极信号反向，电流不能突变，S₃不能立即导通，D₃导通续流，因为S₁和D₃同时导通，所以输出电压为零；

到t₂时刻S₁、S₂的栅极信号反向，S₁截止，而S₂不能立刻导通，D₂导通续流，和S₃构成电流通道，L₁开始放电，C₁开始充电，L₂开始充电，C₂开始放电，输出电压为-U_d，到负载电流为零之后并开始反向时，D₂和D₃截止，S₂和S₃导通，输出电压仍为-U_d；

t₃时刻S₃、S₄栅极信号再次反向，S₃截止，而S₄不立即导通，D₄导通续流，输出电压再次为零；

以后的过程和前面类似；

通过对占空比的控制，以及各个时刻两组电容C₁、C₂两组电感L₁、L₂的充放电的电压大小进行控制，实现电压的升降，变换器可以完成输入为直流到交流的变换。

3.采用如权利要求1所述一种单相并网逆变器拓扑结构的并网控制方法，其特征在于：

并网时，当DSP检测到电网电压正向过零点时，启动DSP内部的基于同步旋转坐标变换的单相锁相环新算法，对于一个单相电网电压U_s，假定其数学表达式为：

U_s＝U_mcos(ωt) (1)

如果把它定向在αβ坐标系的α轴上，而β轴信号则直接强制为零，这样构建的电压矢量可以认为是两个同步旋转但是方向不同的电压矢量的和，这样一个电压矢量可以分解为两个同步旋转但是方向不同的电压矢量的和，即：

$\left(\begin{array}{c}{U}_s\\ 0\end{array}\right)=\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\\ \sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\end{array}\right)+\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(-\mathrm{\&omega;}t\right)\\ \sin \left(-\mathrm{\&omega;}t\right)\end{array}\right)---\left(2\right)$

如果估计的dq参考坐标的相位角为进行dq旋转变换，得：

$\left(\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right)=\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\&omega;}t-\widehat{\mathrm{\&theta;}}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\&omega;}t-\widehat{\mathrm{\&theta;}}\right)\end{array}\right)+\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(-\mathrm{\&omega;}t-\widehat{\mathrm{\&theta;}}\right)\\ \sin \left(-\mathrm{\&omega;}t-\widehat{\mathrm{\&theta;}}\right)\end{array}\right)---\left(3\right)$

当系统稳定时，假定相位估计值接近实际值θ，即因此，式(3)可写成

$\left(\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right)\&ap;\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}1\\ \mathrm{\&omega;}t-\widehat{\mathrm{\&theta;}}\end{array}\right)+\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(-2\mathrm{\&omega;}t\right)\\ \sin \left(-2\mathrm{\&omega;}t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{U}_d^{*}\\ U_q^{*}\end{array}\right)+\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(-2\mathrm{\&omega;}t\right)\\ \sin \left(-2\mathrm{\&omega;}t\right)\end{array}\right)---\left(4\right)$

由此看到，经过变换后可以解耦出需要的输入电压幅值与相位信息，其中：d轴分量，代表了输入电压的幅值，而q轴分量代表了观测的相位与实际相位之差；

实现电网频率的锁相跟踪，并经过运算，将产生的信号作为PR控制的输入，由于开关频率远远高于电网频率，为了便于分析，忽略开关动作对系统的影响，将PWM逆变单元近似为一增益环节K，G(s)为系统控制器传递函数，R为电感L的串联等效电阻，U_gird为电网电压，I_ref是于电网电压同频同相的并网电流参考信号，推出并网逆变器输出电流的传递函数如式(5)所示；

$I_L=\frac{KG\left(s\right)}{sL+R+KG\left(s\right)}{I}_{ref}-\frac{1}{sL+R+KG\left(s\right)}{U}_{grid}---\left(5\right)$

PI控制器传递函数为：

$G_{PI}\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}---\left(6\right)$

PR控制器传递函数为：

$G_{PR}\left(s\right)=k_p+\frac{2k_{r}s}{s^2+{{\mathrm{\&omega;}}_0}^2}---\left(7\right)$

由式(5)可以看出，逆变器输出电流与参考电流和电网电压有关，对于PI控制，基波频率ω₀处控制器的增益为是有限的，因此式(5)的第一项可写成εI_ref(ε＝1/[1+(sL+R)/KG(s)],0<|ε|<1)，即输出电流小于参考电流，系统存在稳态误差；同理，第2项不为0，即输出电流受电网电压影响，对于PR控制，控制器在基波频率ω₀处的增益为趋于无穷大，因此，式(5)的第1项基本等于I_ref；同理，第2项趋于0，此时，有I_L＝I_ref，实现了对正弦电流参考信号的零稳态误差跟踪，并且可以抑制电网电压波动对并网电流的影响；

PR控制器生成电压控制指令,该指令电压转换成交流指令电压后,被送入PWM调制单元生成PWM信号送到并网逆变器,从而控制功率器件的开断,产生实际所需交流电压,并使并网电流跟随参考值变化；逆变器输入端是电压采样模块将采样数据传递给DSP，当检测到电压超过逆变器的额定输入电压，就不会进行并网操作；这样就完成了并网的所有操作。