CN104578856A - 单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器，采用可实现升降压输出的两个Zeta型电路通过输出串联组成，能够实现DC/AC单相逆变。该逆变器的基本功能是：可以实现升降压逆变，在输入直流电压较低或变化范围较大时，双Zeta升降压逆变器仍能正常完成逆变功能；整个电路无桥臂直通问题，可靠性高；电路结构简单，控制容易，整体电路费用低工作效率高；电路参数设计简单，可以根据直流Zeta电路的设计方法进行设计，电路无电解电容，工作寿命长；电感电流工作在连续状态下，减少了EMI；整个电路只有四个有源器件，都为可双向工作器件，电路可实现能量的双向流动。

Description

单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器

技术领域

本发明属于电器技术领域，涉及一种电能变换装置，具体是一种既可实现升压又可实现降压的单级非隔离型无电解电容逆变器，适用于单相逆变应用场合中。

背景技术

能源是人类赖以生存和发展的物质基础，化石能源的有限性和大量的开采利用导致能源短缺的问题日益严重，同时也造成了环境问题的日益恶化。新能源和可再生能源由于其量大、清洁和安全的特点越来越受到重视，而逆变器是新能源和可再生能源发电技术中一个关键环节。与传统的发电技术相比，新能源和可再生能源发电装置输出功率存在波动性和随机性，如光伏发电、风力发电和燃料电池等输出电压具有范围宽，等级低，波动大的特点。而传统逆变器大多采用buck型桥式逆变器结构，其要求输入侧直流电压必须高于输出侧交流电压峰值，因此传统逆变器并不适用于新能源和可再生能源发电技术的需要。

对此，传统的解决方案有两种，第一种是在逆变器前加一级DC/DC变换器，提高逆变器直流侧的输入电压，但级数的增加势必会降低整体的效率。另一种是隔离型方案，即在逆变器中增加升压变压器以提高电压等级同时实现电气隔离，但变压器的加入也将增加系统成本和体积并影响整体的变换效率。显然，能够直接实现可升降压的单级非隔离型方案更加符合新能源和可再生能源发电技术的需要，但是现有的单级非隔离升降压逆变器中都会用到大容量的电解电容进行储能，由于电解电容体积大、寿命短，所以导致逆变器功率密度低，工作可靠性差，电解电容成为限制逆变器使用寿命的关键，研究无电解电容的逆变器成为逆变器未来的发展趋势。

发明内容

本发明的目的是为了克服上述现有技术的不足，提供一种根据直流Zeta变换器的设计方法进行设计的电路结构简单，控制容易，整体电路费用低工作效率高，整个电路无桥臂直通问题，可靠性高，电路无电解电容，工作寿命长的电路参数设计简单，用两个相同的Zeta变换器通过输入并联输出串联的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器。

为了达到上述的发明目的，本发明采用如下技术方案：

本发明包括第一Zeta电路和第二Zeta电路；第一Zeta电路中，第一功率开关管的阳极接电源的正极，阴极接第一电感和第一电容的一端，第一电感的另一端接电源的负极，第一电容的另一端接第三功率开关管的阳极和输出滤波电感的一端，第三功率开关管的阴极接电源的负极，输出滤波电感的另一端接输出滤波电容和负载阻抗的一端，输出滤波电容和负载阻抗的另一端接第四功率开关管和第二电容的一端，第四功率开关管的另一端接电源的负极；第二Zeta电路中，第二功率开关管的阳极接电源的正极，阴极接第二电感和第二电容的一端，第二电感的另一端接电源负极，第二电容的另一端接第四功率开关管、输出滤波电容和负载阻抗的一端，第四功率开关管的另一端接电源的负极，输出滤波电容和负载阻抗的另一端接输出滤波电感的一端，输出滤波电感的另一端接第三功率开关管和第一电容的一端，第三功率开关管的另一端接电源的负极。

在所述第一Zeta电路和第二Zeta电路中共用第三功率开关管、第四功率开关管、输出滤波电感、输出滤波电容和负载阻抗。

所述电源U_DC为外接电源，外接电源是电压可波动的电源，它可低于也可高于输出交流电压峰值。

所述的第一电容、第二电容和输出滤波电容都为非电解电容，使得电路工作可靠，寿命长。

所述的第一、第二、第三、第四功率开关管都带有反并联二极管，使变换器可实现能量双向流动。

本发明的双Zeta逆变器采用输入并联输出串联的组合方式，该逆变器包含两个Zeta电路单元，两个Zeta电路共用输出滤波电感和滤波电容。工作时该电路的第一功率开关管和第二功率开关管分别工作于正弦波的正半周期和负半周期。第三功率开关管和第四功率开关管采用半周期常开(闭)的工作方式，减小了开关损耗。第一电感和第二电感续流时分别通过第三功率开关管和第四功率开关管的体二极管，减少了器件数量，使得电路结构简单，控制方便。

由于该电路工作时，任意时刻只有一个Zeta电路工作，所以对该逆变器的分析可简化为对单个Zeta电路的分析。为简化分析做如下假设：(1)电路中所有元件都为理想器件；(2)由于开关频率远大于基波频率，所以在几个开关周期内可认为电感电流平均值和电容电压平均值恒定；(3)变换器工作于稳定状态。如附图8所示，当变换器工作于稳态时，电感电流和电容电压在一个开关周期的变化量近似为零。令功率开关管S1开通时间与开关周期的比为占空比d，则该逆变器存在如下关系：

在0～dT时，功率开关管S1开通：

$L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{DC}}$

(1)

$L_o\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lo}}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{DC}}+U_{C1}-U_{\mathrm{Co}}$

(2)

在dT～T时，功率开关管S1关断：

$L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}={-U}_{C1}$

(3)

$L_o\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lo}}}{\mathrm{dt}}={-U}_{\mathrm{Co}}$

(4)

其中i_L1为流过储能电感L1电流，i_Lo为流过滤波电感Lo电流，U_DC为直流输入电压，U_C1为储能电容C1两端电压，U_Co为滤波电容Co两端电压，所以U_Co等于输出电压U_O；

由式(1)和式(2)可得在0～dT时间段内流过储能电感L1的电流变化量为：

${\mathrm{\Δ}}_1{I}_{L1}=\frac{1}{L_1}{\∫}_0^{\mathrm{dT}}{V}_i\mathrm{dt}=\frac{U_{\mathrm{DC}}}{L_1}\mathrm{dT}$

(5)

流过滤波电感Lo的电流变换量为：

${\mathrm{\Δ}}_1{I}_{\mathrm{Lo}}=\frac{1}{L_o}{\∫}_0^{\mathrm{dT}}(U_{\mathrm{DC}}+U_{C1}-U_o)\mathrm{dt}=\frac{U_{\mathrm{DC}}+U_{C1}-U_o}{L_o}\mathrm{dT}$

(6)

由式(3)和式(4)可得在dT～T时间段内流过储能电感L1的电流变化量为：

${\mathrm{\Δ}}_2{I}_{L1}=\frac{1}{L1}{\∫}_T^{(1-d)T}(-U_{C1})\mathrm{dt}=-\frac{U_{C1}}{L1}(1-d)T$

(7)

流过滤波电感Lo的电流变换量为：

${\mathrm{\Δ}}_2{I}_{\mathrm{Lo}}=\frac{1}{L_o}{\∫}_T^{(1-d)T}(-U_o)\mathrm{dt}=-\frac{U_o}{L_o}(1-d)T$

(8)

由于电感电流在一个开关周期的变化量为零，所以有：

D₁I_L1+D₂I_L1＝0

(9)

D₁I_Lo+D₂I_Lo＝0

(10)

把式(5)和式(7)代入式(9)，把式(6)和式(8)代入式(10)得：A

U_C1＝U_o

(11)

逆变器电压增益为：

$M=\frac{U_o}{U_i}=\frac{d}{1-d}$

(12)

由式(11)可看出，中间储能电容电压等于输出电压，即储能电容C1、C2的电压波形为正弦半波；由于功率开关管S1、S2为SPWM调制，所以储能电感L1、L2的电流波形也为正弦半波；储能电容电压与储能电感电流波形如附图7所示。所以该电路电感L1、电感L2、电容C1和电容C2可以选择参数较小的器件，电容C1与C2可以用无极性的CBB电容代替电解电容，减小了电路的体积，提高了电路的功率密度。该逆变器输出为正弦交流电压，输出滤波器只需滤除开关频率处的高次谐波既可得到高质量的正弦波输出电压，即输出LC滤波器只需很小的参数既可达到滤波目的。所以该逆变器电路中无电解电容，提高了逆变器工作可靠性，曾加了逆变器工作寿命。

该电路的控制方案也比较简单，采用传统的单闭环输出电压控制方案，使逆变器在输入电源电压波动较大时仍能正常工作，使电感电流工作在连续模式下，减小了EMI。

本发明是用两个相同的Zeta变换器通过输入并联输出串联的方式构建一种可实现升降压逆变的单级非隔离单相逆变器，具有如下优点：

本发明电路兼具DC/DC Zeta变换器的特性，可实现升降压逆变功能，DC/DC变换中的电路参数选取原则可以移植到本逆变器中，电路参数选取较为简单，便于设计；

本发明只采用了四个功率开关器件，在高频工作的功率开关管无桥臂直通问题，因此不需要设置死区时间，易于实现的电路的高频化；

本发明电路电感通过功率开关管的体二极管续流，减少了电路元件数量，使得电路结构简单；

本发明电路中电感、电容参数小，电路中无电解电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命；

采用单闭环输出电压控制的方法，其结构简单，动态响应快，跟踪性能好，对电源及负载的波动具有较强的抑制能力。

本发明的主要应用为：工作电压等级较低或变化范围较大的可再生能源和新能源发电领域，如光伏发电、燃料电池发电等。

附图说明

图1是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器的电路结构示意图；

图2是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器开关工作模态I示意图；

图3是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器开关工作模态II示意图；

图4是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器开关工作模态III示意图；

图5是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器开关工作模态IV示意图；

图6是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器的功率开关管的驱动波形示意图；

图7是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器的各电感电流、电容电压和输出电压波形图；

图8是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器在两个开关周期内的典型工作波形；

图9是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器控制电路原理图；

图10是本发明的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器带感性负载时输出电压和输出电流波形图。

上述附图中的主要符号名称：1.第一Zeta电路；2.第二Zeta电路；Co——输出滤波电容；Lo——输出滤波电感；C1——第一电容；C2——第二电容；L1——第一电感；L2——第二电感；S1——第一功率开关管；S2——第二功率开关管；S3——第三功率开关管；S4——第四功率开关管；D1～D4——功率开关管反并联二极管；U_S1～U_S4——功率开关管驱动电压；U_DC——逆变器输入电压即直流侧母线电压；IL1——电感L1的电流；IL2——电感L2的电流；ILo——电感Lo的电流；Z——负载阻抗；U_P——功率开关管S1驱动电压波形；i_L1——第一电感L1电流；i_Lo——滤波电感Lo电流；i_S1——流过第一功率开关管S1电流；i_S3——流过第三功率开关管S3电流；U_S1——第一功率开关管S1关断时两端电压；U_S3——第三功率开关管S3关断时两端电压；Io——流过负载电流；Uo——负载两端电压；U_ref——给定电压。

具体实施方式

如附图1所示，本实施方案的双Zeta升降压逆变器，包括第一Zeta电路1和第二Zeta电路2；第一Zeta电路1中，第一功率开关管S1的阳极接电源U_DC的正极，阴极接第一电感L1和第一电容C1的一端，第一电感L1的另一端接电源U_DC的负极，第一电容C1的另一端接第三功率开关管S3的阳极和输出滤波电感Lo的一端，第三功率开关管S3的阴极接电源U_DC的负极，输出滤波电感Lo的另一端接输出滤波电容Co和负载阻抗Z的一端，输出滤波电容Co和负载阻抗Z的另一端接第四功率开关管S4和第二电容C2的一端，第四功率开关管S4的另一端接电源U_DC的负极；第二Zeta电路2中，第二功率开关管S2的阳极接电源U_DC的正极，阴极接第二电感L2和第二电容C2的一端，第二电感L2的另一端接电源U_DC负极，第二电容C2的另一端接第四功率开关管S4、输出滤波电容Co和负载阻抗Z的一端，第四功率开关管S4的另一端接电源U_DC的负极，输出滤波电容Co和负载阻抗Z的另一端接输出滤波电感Lo的一端，输出滤波电感Lo的另一端接第三功率开关管S3和第一电容C1的一端，第三功率开关管S3的另一端接电源U_DC的负极；其中第一Zeta电路1和第二Zeta电路2共用第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、输出滤波电感Lo、输出滤波电容Co和负载阻抗Z。

双Zeta升降压逆变器在输出电压Uo大于零的正半周，第一Zeta电路(1)工作，第二Zeta电路(2)不工作，功率开关管S2关断，功率开关管S4闭合。此时电路包括两个工作模态：

工作模态I

如附图2所示，功率开关管S1和S4闭合，S2和S3关断，电源给L1充电，L1的电流i_L1线性上升，电容C1通过负载、Co、Lo和开关S4组成闭合回路，Lo的电流i_Lo上升。S3续流体二极管D3截止。

工作模态II

如附图3所示，功率开关管S1、S2关断，S3体二极管导通，S4闭合，i_L1给C1充电，电流从S3体二极管续流，i_Lo流过负载并通过S4和S3体二极管续流D3。

在输出电压Uo小于零的负半周，第二Zeta电路(2)工作，第一Zeta电路(1)不工作，功率开关管S1保持关断，S3开通。此时电路也包括两个工作模态：

工作模态III

如附图4所示，功率开关管S2和S3开通，S1和S4关断，电流流过L2返回电源负极，L2电流i_L2线性上升，C2通过负载、Co、Lo和开关S3组成闭合环路，Lo的电流i_Lo上升。S4续流体二极管D4截止。

工作模态IV

如附图5所示，功率开关管S1、S2关断，S3开通，电感L2电流流过S4续流体二极管D4和C2，L2的电流i_L2下降，i_Lo通过S3和S4续流体二极管D4续流导通，给负载供电。

以上四个工作模态可用表1来表示，功率开关管的驱动波形如附图6所示，电路关键波形如附图7所示。

表1双Zeta升降压逆变器的功率管开关组合状态

Uo	S1	S2	S3	S4	D3	D4	对应附图
								>0	1	0	0	1	0	0	图2
>0	0	0	0	1	1	0	图3
								<0	0	1	1	0	0	0	图4
<0	0	0	1	0	0	1	图5

为实现以上工作原理，采用控制方案如附图9所示：本文为实现逆变功能采用的是电压单闭环控制，选取输出电压作为反馈电压，乘以一定系数后与给定电压U_ref相比较，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号决定S1和S2的开通与关断，另外，S3和S4的开通关断时刻由脉冲直接给出，控制其分别半周期导通，保持半个正弦波周期的常开常关，相互互补，控制的效果使得输出电压大于零时，开关管S4常开，S2、S3关断，S1调制工作；在电压小于零的负半周，开关管S3常开，S1、S4关断，S2调制工作。

本发明电路中所有功率开关管都带有反并联二极管，即功率开关管S1、S2、S3和S4都可以双向导通，所以本发明电路可以实现能量的双向流动，如图10所示为本发明电路带感性负载时输出电压和输出电流波形，可见本发明逆变器可以实现输出电压和输出电流的四象限运行。

Claims (5)

1.单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器，包括第一Zeta电路和第二Zeta电路，其特征是：第一Zeta电路中，第一功率开关管的阳极接电源的正极，阴极接第一电感和第一电容的一端，第一电感的另一端接电源的负极，第一电容的另一端接第三功率开关管的阳极和输出滤波电感的一端，第三功率开关管的阴极接电源的负极，输出滤波电感的另一端接输出滤波电容和负载阻抗的一端，输出滤波电容和负载阻抗的另一端接第四功率开关管和第二电容的一端，第四功率开关管的另一端接电源的负极；第二Zeta电路中，第二功率开关管的阳极接电源的正极，阴极接第二电感和第二电容的一端，第二电感的另一端接电源负极，第二电容的另一端接第四功率开关管、输出滤波电容和负载阻抗的一端，第四功率开关管的另一端接电源的负极，输出滤波电容和负载阻抗的另一端接输出滤波电感的一端，输出滤波电感的另一端接第三功率开关管和第一电容的一端，第三功率开关管的另一端接电源的负极。

2.根据权利要求1所述的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器，其特征是：在所述第一Zeta电路和第二Zeta电路中共用第三功率开关管、第四功率开关管、输出滤波电感、输出滤波电容和负载阻抗。

3.根据权利要求1所述的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器，其特征是：所述电源为电压可波动的外接电源。

4.根据权利要求1所述的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器，其特征是：所述的第一电容、第二电容和输出滤波电容都为非电解电容。

5.根据权利要求1所述的单级非隔离无电解电容双Zeta逆变器，其特征是：所述的第一、第二、第三、第四功率开关管都带有反并联二极管。