CN103023362A - 一种无桥逆变电路与太阳能无桥逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无桥逆变电路与太阳能无桥逆变器，其中，该无桥逆变电路包括电能收集装置，电网，DSP，以及输入端分别接电能收集装置输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网输出端的多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，在DSP的控制下，该多个准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压。本发明所述无桥逆变电路与太阳能无桥逆变器，可以克服现有技术中损耗大、能量利用率低、热处理元件多、设备重量大与运输成本高等缺陷，以实现损耗小、能量利用率高、热处理元件少、设备重量小与运输成本低的优点。

Description

一种无桥逆变电路与太阳能无桥逆变器
技术领域
本发明涉及电子器件，具体地，涉及一种无桥逆变电路与太阳能无桥逆变器。
背景技术
随着能源的进一步紧张，绿色能源得到越来越多国家的关注，典型的风能和太阳能这类可再生能源发电系统也更多的被大范围的应用，为了能够提高能源的利用效率，通常这类能源的转换都会使用DC/AC逆变器，将收集到的绿色能源回馈给电网，做分布式发电用。其典型的发电系统结构如图1所示。
在图1所示的分布式发电系统中，电能收集装置对于风能来说是叶片带动的发电机，而对于太阳能来说，就是太阳能电池板组件，他们主要是将绿色能源转换为电能，但是该电能还需要提供给电网或者给家电使用，因此需要能量转换。图1中的DC/DC变换器，首先将电能收集装置收集到的电能转换为一个稳定的直流输出电，再通过DC/AC逆变器，将该直流电逆变为AC交流电，最后并网到电网，为电网中的负载提供能量。对于现代的风力发电装置，一般还带有一个AC/DC整流级，放置在DC/DC变换器前面。由于电网是低频的工频交流电，以上典型的分布式发电系统的结构，又可以分化为如图2和图3所示的两种结构。
图2所示的高频载波的分布式发电系统，被广泛应用于大功率的分布式发电系统中，主要采用一个较大功率的DC/DC变换器将电能收集装置的能量转换为稳定的直流电，再通过高频切换的DC/AC逆变器将直流电转化为交流电，而该高频切换的频率中包含有一个基本载波是电网工作频率，之后通过简单滤波，将高频纹波滤除，就可以获得较干净的电网工频交流电，再并网发电。该方法的优点是用一个大功率的变换器来统一处理能量，使用的分立元件少，单位功率的发电成本相对较低，而高频载波的逆变器可以使用大功率的晶体模块来实现，仅仅需要做一些驱动控制电路即可，然而该方法不能优化电能收集装置的能量输出，简单来说，为了获得大功率的输出，多数电能收集装置会选择串联以提高电压，并联以提高电流的方式来增加输出功率。
但是无论串联还是并联，一旦级联在一起的能量收集模块有一个工作不正常或无法输出额定功率，就会同步影响其他模块，一起降低输出功率，从而降低总的发电量，从能量的利用角度来说，该方法的能量利用效率不高。为了尽量减小这种影响，在实际当中，对大型太阳能发电站的选址有苛刻要求，安装中要尽可能保证系统中的每块太阳能电板工作状态一致。这非但在实际中很难实现，也额外增加了系统的建设成本。
图3所示的准DC/DC变换器加工频切换DC/AC逆变器的分布式发电系统，正被广泛的应用于基于中小功率的发电装置中。该系统中的DC/DC变换器是一个准DC/DC变换器，它使用正弦波脉宽调制将从电能收集装置获得的电能转化为两倍电网工频的准正弦波输出，然后连接到的DC/AC逆变器只要按照工频切换，将该两倍电网工频的准正弦波切换为工频正弦波再并入电网即可。这种方法的优点是整个发电系统被分为了多个发电小单元，每个小单元有独立的逆变器并网。这样，每个小单元的工作状态在实际中可以独立调节，从而得到优化。一个单元的故障不会影响系统中的其他部分。而该方案的缺点是由于每个单元中逆变器处理的功率较小，分布式发电需要较多的变换器设备，成本相对图2所示的集中处理方法较高。
上述无论图2还是图3所示的分布式发电系统中，都包含了DC/AC的逆变器，其主要是用全桥结构的晶体开关所组成，如图4所示的基本逆变桥。
图4中的开关                                                
Figure DEST_PATH_IMAGE001
、
Figure 849331DEST_PATH_IMAGE002
、
Figure DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 766472DEST_PATH_IMAGE004
，可以是MOSFET（金属-氧化层-半导体-场效晶体管），也可以是SCR（可控硅整流器），还可以是IGBT（绝缘栅双极型晶体管）等可控或半控硅晶体元件，其主要的作用就是按照图2或者图3的规则做切换，将直流或者准正弦波变换成标准正弦波，然后送入电网。图4中的基本逆变桥的后端，原则上还应该包含滤波电路，这里只做原理说明，就不再详细介绍。
另外，图8是一个典型的Active Clamp Flyback（使用有源箝位反激）电路结合传统逆变桥实现逆变太阳能电池能量并网发电的电路图。在图8中，
Figure DEST_PATH_IMAGE005
是输入滤波电容，
Figure 342946DEST_PATH_IMAGE001
是Active Clamp Flyback的主动开关，
Figure 738156DEST_PATH_IMAGE002
是箝位开关，
Figure 631156DEST_PATH_IMAGE006
和分别是两颗主动开关的寄生体二极管也可以是额外并联的二极管，
Figure 453619DEST_PATH_IMAGE008
是箝位电容，
Figure DEST_PATH_IMAGE009
是输出整流二极管，是输出滤波电容，
Figure 981869DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure DEST_PATH_IMAGE011
、
Figure 714331DEST_PATH_IMAGE012
、
Figure DEST_PATH_IMAGE013
开关可以是MOSFET（金属-氧化层-半导体-场效晶体管），也可以是SCR（可控硅整流器），还可以是IGBT（绝缘栅双极型晶体管）等可控或半控硅晶体元件，
Figure 35591DEST_PATH_IMAGE014
是电网侧的负载。该电路就是按照图3所示结构图连接的典型逆变器，将图8按照图9中所示PWM调制原则调制即可实现逆变器输出电网工频正弦波。
如前所述，由于逆变桥的存在，负载或者并网输出电流会流过逆变桥，随即产生损耗，降低逆变器的效率，而且逆变器的晶体开关由于损耗的存在还会产生热，这样逆变器还需要额外的考虑散热。不仅增加电路成本，还会增大体积。
在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在损耗大、能量利用率低、热处理元件多、设备重量大与运输成本高等缺陷。 
发明内容
本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种无桥逆变电路，以实现损耗小、能量利用率高、热处理元件少、设备重量小与运输成本低的优点。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种无桥逆变电路，包括电能收集装置，电网，DSP（数字信号处理器），以及输入端分别接电能收集装置输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网输出端的多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，其中：
所述DSP，用于向多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器发送控制信号，使多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将分时工作所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；
所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，用于分别将所述电能收集装置的电能，转换为半个准正弦波输出；以及，用于基于DSP的控制信号，在预设的一个工频周期内分时工作，交替式向电网提供半个准正弦波电压，使电网获得的标准正弦波电压。
进一步地，所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，包括两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器；
在所述DSP的控制下，第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器，用于分别在一个工频周期内分时工作，将电能收集装置的电能转换为半个准正弦波输出；以及，在整个工频周期内，将所得半个准正弦波进行拼接，使电网获得由正向半个准正弦波与负向半个准正弦波构成、且用于供给负载的标准正弦波电压；
在整个工频周期内，所述第一准DC/DC变换器工作时，第二准DC/DC变换器停止工作；第二准DC/DC变换器工作时，第一准DC/DC变换器停止工作。
同时，基于以上所述的无桥逆变电路，本发明采用的另一技术方案是：一种太阳能无桥逆变器，包括由直流输入电源与并联在所述直流输入电源输出端的输入滤波电容
Figure 789921DEST_PATH_IMAGE005
构成的电能收集装置，电网
Figure DEST_PATH_IMAGE015
与电网侧负载
Figure 339982DEST_PATH_IMAGE014
，DSP，以及输入端分别接直流输入电源输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网
Figure 863367DEST_PATH_IMAGE015
输出端的多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，其中：
所述DSP，用于向多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器发送控制信号，使多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将分时工作所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；
所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，用于分别将所述电能收集装置的电能，转换为半个准正弦波输出；以及，用于基于DSP的控制信号，在预设的一个工频周期内分时工作，交替式向电网提供半个准正弦波电压，使电网获得的标准正弦波电压。
进一步地，所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，包括两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器；
在所述DSP的控制下，第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器，用于分别在一个工频周期内分时工作，将电能收集装置的电能转换为半个准正弦波输出；以及，在整个工频周期内，将所得半个准正弦波进行拼接，使电网获得由正向半个准正弦波与负向半个准正弦波构成、且用于供给负载的标准正弦波电压；
在整个工频周期内，所述第一准DC/DC变换器工作时，第二准DC/DC变换器停止工作；第二准DC/DC变换器工作时，第一准DC/DC变换器停止工作。
进一步地，在所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器中，每个准DC/DC变换器包括SPWM调制的DC/DC变换电路，以及与所述SPWM（正弦波脉宽调制）调制的DC/DC变换电路连接的控制开关
Figure 293211DEST_PATH_IMAGE016
；
所述控制开关
Figure 597154DEST_PATH_IMAGE016
，用于基于DSP的控制信号，控制SPWM调制的DC/DC变换电路工作或停止工作的控制开关
Figure 872277DEST_PATH_IMAGE016
；n为自然数。
进一步地，所述SPWM调制的DC/DC变换电路，包括有源反激变换电路、降压式变换Buck电路、boost升压电路，降压或升压buck-boost电路、以及单/双开关正激式Forward直流变换电路中的至少一种。
进一步地，所述有源反激变换电路包括箝位电容
Figure DEST_PATH_IMAGE017
，变压器
Figure 827333DEST_PATH_IMAGE018
，功率半导体开关与
Figure 162499DEST_PATH_IMAGE020
，
Figure 688158DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 766973DEST_PATH_IMAGE020
的体二极管或额外的并联二极管
Figure DEST_PATH_IMAGE021
与
Figure 343579DEST_PATH_IMAGE022
，输出端滤波电容，以及变压器
Figure 115226DEST_PATH_IMAGE018
副边整流二极管
Figure 65864DEST_PATH_IMAGE024
；其中：
所述直流输入电源的正极，与变压器
Figure 10686DEST_PATH_IMAGE018
原边线圈的始端连接；经箝位电容
Figure 363170DEST_PATH_IMAGE017
后，功率半导体开关的漏极、以及
Figure 789658DEST_PATH_IMAGE020
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 210275DEST_PATH_IMAGE022
的阴极连接；所述直流输入电源的负极，与功率半导体开关
Figure 682845DEST_PATH_IMAGE019
的源极、以及
Figure 124191DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 49421DEST_PATH_IMAGE021
的阳极连接；
所述变压器
Figure 273729DEST_PATH_IMAGE018
原边线圈的末端，与功率半导体开关
Figure 335226DEST_PATH_IMAGE020
的源极、
Figure 432626DEST_PATH_IMAGE020
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 845153DEST_PATH_IMAGE022
的阳极、功率半导体开关
Figure 873152DEST_PATH_IMAGE019
的漏极、以及
Figure 117052DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 306724DEST_PATH_IMAGE021
的阴极连接；
所述变压器
Figure 206547DEST_PATH_IMAGE018
副边线圈的末端，与变压器
Figure 84242DEST_PATH_IMAGE018
副边整流二极管的阳极连接；变压器
Figure 746485DEST_PATH_IMAGE018
副边整流二极管
Figure 133604DEST_PATH_IMAGE024
的阴极为输出端，经输出端滤波电容
Figure 300143DEST_PATH_IMAGE023
后，接变压器
Figure 190739DEST_PATH_IMAGE018
副边线圈的始端及参考地；
所述功率半导体开关
Figure 987793DEST_PATH_IMAGE019
的栅极，用于输入占空比为
Figure DEST_PATH_IMAGE025
的脉冲信号；功率半导体开关
Figure 675258DEST_PATH_IMAGE020
的栅极，用于输入占空比为
Figure 848750DEST_PATH_IMAGE026
的脉冲信号；控制开关
Figure 921748DEST_PATH_IMAGE016
的控制端与DSP连接。
进一步地，所述控制开关
Figure 889704DEST_PATH_IMAGE016
并联在输出端滤波电容
Figure 985836DEST_PATH_IMAGE023
的两端。
进一步地，所述控制开关
Figure 697440DEST_PATH_IMAGE016
并联在变压器
Figure 614493DEST_PATH_IMAGE018
副边整流二极管
Figure 753350DEST_PATH_IMAGE024
的两端。
进一步地，所述直流输入电源，为至少包括太阳能电池板PV或蓄电池的储能设备或风能发电设备或光热发电装置；
所述功率半导体开关
Figure 336778DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 914390DEST_PATH_IMAGE020
，至少包括金属氧化物场效应晶体管MOSFET、绝缘栅极双极型晶体管IGBT与二极管中的至少一种。
进一步地，所述降压式变换Buck电路包括功率半导体开关
Figure 899664DEST_PATH_IMAGE019
，
Figure 22472DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 93196DEST_PATH_IMAGE021
，输出端滤波电容
Figure 146602DEST_PATH_IMAGE023
，整流二极管
Figure 48699DEST_PATH_IMAGE024
，以及谐振电感
Figure DEST_PATH_IMAGE027
；其中：
所述直流输入电源的正极，与功率半导体开关的漏极、以及
Figure 133385DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 990482DEST_PATH_IMAGE021
的阴极连接；所述直流输入电源的负极，与整流二极管
Figure 684769DEST_PATH_IMAGE024
的阳极及参考地连接；
所述功率半导体开关功率半导体开关
Figure 336330DEST_PATH_IMAGE019
的的源极、
Figure 178384DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 573593DEST_PATH_IMAGE021
的阳极、以及整流二极管的阴极连接，经谐振电感与输出端滤波电容
Figure 556090DEST_PATH_IMAGE023
后接参考地，并经控制开关后接地；
所述功率半导体开关的栅极，用于输入占空比为
Figure 479550DEST_PATH_IMAGE025
的脉冲信号；控制开关
Figure 233879DEST_PATH_IMAGE016
的控制端与DSP连接。
本发明各实施例的无桥逆变电路与太阳能无桥逆变器，由于该无桥逆变电路包括电能收集装置，电网，DSP，以及输入端分别接电能收集装置输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网输出端的多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，在DSP的控制下，该多个准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；可以将原来的DC/DC加DC/AC的方案简化为一级，直接使用SPWM调制和DSP实现交流电流输出，提高效率，减少元器件的数量，同时降低成本；从而可以克服现有技术中损耗大、能量利用率低、热处理元件多、设备重量大与运输成本高的缺陷，以实现损耗小、能量利用率高、热处理元件少、设备重量小与运输成本低的优点。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1为典型分布式发电系统的电气原理示意图；
图2为高频载波的分布式发电系统的电气原理示意图；
图3为准DC/DC变换器加工频切换DC/AC逆变器的分布式发电系统的电气原理示意图；
图4为基本逆变桥的电气原理示意图；
图5为本发明无桥逆变电路的电气原理示意图；
图6为图5所示无桥逆变电路的关键波形示意图；
图7为本发明多相并联或多相交错并联的无桥逆变电路的电气原理示意图；
图8为典型Active Clamp Flyback（有源反激变换器）加逆变桥的逆变器的电气原理示意图；
图9为Active Clamp Flyback使用SPWM调制加逆变桥实现逆变器调制的波形示意图；
图10为典型无桥逆变电路一的电气原理示意图；
图11为通过与图10对应的控制方法实现无桥逆变功能的驱动波形示意图；
图12为典型无桥逆变电路二的电气原理示意图；
图13为图12对应电路使用同步整流控制的典型驱动波形示意图；
图14为用多个并联或者交错并联组成准DC/DC的电气原理示意图；
图15为使用Buck电路构成无桥逆变电路的电气原理示意图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
无桥逆变电路实施例
实施例一
根据本发明实施例，提供了一种无桥逆变电路。如图5和图6所示，本实施例包括电能收集装置，电网，DSP，以及输入端分别接电能收集装置输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网输出端的两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器，其中：
上述DSP，用于向两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器发送控制信号，使两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将分时工作所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；
在DSP的控制下，第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器，用于分别在一个工频周期内分时工作，将电能收集装置的电能转换为半个准正弦波输出；以及，在整个工频周期内，将所得半个准正弦波进行拼接，使电网获得由正向半个准正弦波与负向半个准正弦波构成、且用于供给负载的标准正弦波电压；
在整个工频周期内，第一准DC/DC变换器工作时，第二准DC/DC变换器停止工作；第二准DC/DC变换器工作时，第一准DC/DC变换器停止工作。
图5中无桥逆变电路包含两个准DC/DC变换器，他们分别将电能收集装置的电转换为半个准正弦波输出，然后在上半个准正弦波输出的时候，下面的第二准DC/DC变换器停止工作，让输出
Figure 16896DEST_PATH_IMAGE028
为零伏，这样电网获得的是正向的半波，而到下半个准正弦波输出时，将上面的第一准DC/DC变换器停止工作，让输出
Figure DEST_PATH_IMAGE029
为零伏，这样电网获得负向的半波，两相并接，则形成一个完整的正弦波形，图5中几个典型的波形如图6所示。
对于第一准DC/DC变换器或者第二准DC/DC变换器，他们都只有半个工频周期工作，而停止工作的半个工频周期中并不产生损耗，而输出侧不再使用桥式逆变结构，减少了逆变桥上的损耗，因此该方案可以有效提高逆变器的效率。
实施例二
根据本发明实施例，提供了一种无桥逆变电路。如图7所示，本实施例包括电能收集装置，电网，DSP，以及输入端分别接电能收集装置输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网输出端的多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，其中：
上述DSP，用于向多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器发送控制信号，使多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将分时工作所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；
多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，用于分别将电能收集装置的电能，转换为半个准正弦波输出；以及，用于基于DSP的控制信号，在预设的一个工频周期内分时工作，交替式向电网提供半个准正弦波电压，使电网获得的标准正弦波电压。
在上述实施例中，多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器中的每个准DC/DC变换器的结构及性能，可参见图5和图6的相关说明，在此不再赘述。
上述图5、图6和图7所示的实施例的核心，就是利用DSP的控制，实现两个准DC/DC变换器分时工作，然后将输出的准正弦半波做拼装，最终实现标准正弦波输出。图5中的第一准DC/DC变换器和第二准DC/DC变换器，也可以是如图7中的多相并联或者多相交错并联工作的准DC/DC变换器。
上述图5、图6和图7所示的实施例，是在图1-图4所示逆变器的基础上提出的新逆变结构，即无桥逆变电路；该无桥逆变电路，将原来的DC/DC加DC/AC的方案简化为一级，直接使用SPWM（正弦波脉宽调制）调制和DSP（数字信号处理器）实现交流电流输出，提高效率，减少元器件的数量，同时降低成本。这样高效率的要求，不仅可以降低损耗，提高能量的利用率，减少处理热的元件与运输成本，以及降低设备的重量等。
上述图5、图6和图7所示的实施例，在一些AC电压是
Figure 540281DEST_PATH_IMAGE030
的国家节能效果更加明显，由于同样输出功率情况下，低AC电压表征高AC电流，逆变桥开关上的损耗增加，效率进一步下降，如果使用无桥逆变结构，将极大的提高逆变器的效率，节约更多能量。
太阳能无桥逆变器实施例
基于上述无桥逆变电路的核心思想，以典型太阳能逆变器为例，下面介绍几个典型的实施例。由上述无桥逆变电路，结合图8，使用两个Active Clamp Flyback电路做交替工作，分别输出工频正弦波的上半波和下半波，在负载或者电网侧再做叠加，实现最后的标准工频正弦输出。
实施例一
根据本发明实施例，提供了一种太阳能无桥逆变器。如图10和图11所示，本实施例包括由直流输入电源与并联在直流输入电源输出端的输入滤波电容
Figure 970126DEST_PATH_IMAGE005
构成的电能收集装置，电网
Figure 274068DEST_PATH_IMAGE015
与电网侧负载
Figure 814771DEST_PATH_IMAGE014
，DSP，以及输入端分别接直流输入电源输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网输出端的两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器，直流输入电源，为至少包括太阳能电池板PV或蓄电池的储能设备或风能发电设备或光热发电装置。
其中，上述DSP，用于向两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器发送控制信号，使两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将分时工作所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；
在DSP的控制下，第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器，用于分别在一个工频周期内分时工作，将电能收集装置的电能转换为半个准正弦波输出；以及，在整个工频周期内，将所得半个准正弦波进行拼接，使电网获得由正向半个准正弦波与负向半个准正弦波构成、且用于供给负载的标准正弦波电压；
在整个工频周期内，第一准DC/DC变换器工作时，第二准DC/DC变换器停止工作；第二准DC/DC变换器工作时，第一准DC/DC变换器停止工作。
在上述两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器中，每个准DC/DC变换器包括SPWM调制的DC/DC变换电路，以及与SPWM调制的DC/DC变换电路连接的控制开关
Figure 606457DEST_PATH_IMAGE016
；控制开关
Figure 335379DEST_PATH_IMAGE016
，用于基于DSP的控制信号，控制SPWM调制的DC/DC变换电路工作或停止工作的控制开关
Figure 476510DEST_PATH_IMAGE016
；n为自然数。
在上述实施例中，SPWM调制的DC/DC变换电路，包括基本反激变换器以及衍生的各种反激变换器，比如典型的有源反激变换电路和准谐振反击电路；降压式变换Buck电路、boost升压电路，降压或升压buck-boost电路、以及单/双开关正激式Forward直流变换电路中的至少一种。
在图10中，SPWM调制的DC/DC变换电路为有源反激变换电路。有源反激变换电路包括箝位电容
Figure 974488DEST_PATH_IMAGE017
，变压器
Figure 480555DEST_PATH_IMAGE018
，功率半导体开关与，
Figure 40085DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 982633DEST_PATH_IMAGE020
的体二极管或额外的并联二极管与
Figure 919813DEST_PATH_IMAGE022
，输出端滤波电容
Figure 392383DEST_PATH_IMAGE023
，以及变压器
Figure 240253DEST_PATH_IMAGE018
副边整流二极管
Figure 227800DEST_PATH_IMAGE024
，功率半导体开关
Figure 452108DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 779185DEST_PATH_IMAGE020
，至少包括金属氧化物场效应晶体管MOSFET、绝缘栅极双极型晶体管IGBT与二极管中的至少一种。
其中，上述直流输入电源的正极，与变压器
Figure 103681DEST_PATH_IMAGE018
原边线圈的始端连接；经箝位电容
Figure 516208DEST_PATH_IMAGE017
后，功率半导体开关
Figure 278628DEST_PATH_IMAGE020
的漏极、以及
Figure 788106DEST_PATH_IMAGE020
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 243358DEST_PATH_IMAGE022
的阴极连接；直流输入电源的负极，与功率半导体开关
Figure 143181DEST_PATH_IMAGE019
的源极、以及的体二极管或额外的并联二极管
Figure 558430DEST_PATH_IMAGE021
的阳极连接；
变压器原边线圈的末端，与功率半导体开关
Figure 571703DEST_PATH_IMAGE020
的源极、
Figure 738242DEST_PATH_IMAGE020
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 894417DEST_PATH_IMAGE022
的阳极、功率半导体开关的漏极、以及
Figure 611892DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 785384DEST_PATH_IMAGE021
的阴极连接；
变压器
Figure 796066DEST_PATH_IMAGE018
副边线圈的末端，与变压器
Figure 560759DEST_PATH_IMAGE018
副边整流二极管
Figure 656891DEST_PATH_IMAGE024
的阳极连接；变压器
Figure 102916DEST_PATH_IMAGE018
副边整流二极管
Figure 312312DEST_PATH_IMAGE024
的阴极为输出端，经输出端滤波电容后，接变压器
Figure 34597DEST_PATH_IMAGE018
副边线圈的始端及参考地；控制开关
Figure 346630DEST_PATH_IMAGE016
并联在输出端滤波电容
Figure 331903DEST_PATH_IMAGE023
的两端；
功率半导体开关
Figure 641662DEST_PATH_IMAGE019
的栅极，用于输入占空比为的脉冲信号；功率半导体开关
Figure 811798DEST_PATH_IMAGE020
的栅极，用于输入占空比为
Figure 651578DEST_PATH_IMAGE026
的脉冲信号；控制开关
Figure 460134DEST_PATH_IMAGE016
的控制端与DSP连接。
图10中，上面一个Active clamp Flyback（有源反激变换电路）使用SPWM调制工作半个工频周期，在这半个工频周期内，下面的电路停止工作，为保证输出是零，将
Figure 752575DEST_PATH_IMAGE013
始终接通，半个工频周期之后关闭上面的Active clamp Flyback电路，为保证输出是零，使用
Figure 609673DEST_PATH_IMAGE003
将其输出短接，而下面的Active clamp Flyback电路接着使用SPWM调制工作半个工频周期，由此，两个Active clamp Flyback的输出都是半个准正弦波，在负载上或者电网上，它们叠加成标准正弦波，图10对应的主要驱动和输出波形如图11。图10中的
Figure 117008DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 768570DEST_PATH_IMAGE013
开关，可以是MOSFET（金属-氧化层-半导体-场效晶体管），也可以是SCR（可控硅整流器），还可以是IGBT（绝缘栅双极型晶体管）等可控或半控硅晶体元件，
Figure 813886DEST_PATH_IMAGE014
是电网侧的负载。
图10中的两个Active clamp Flyback电路在各自不工作的时候使用了和将输出短接，以达到输出电压为零的目的。下面图12是另外一种实施例，将图10中的
Figure 908247DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 486865DEST_PATH_IMAGE013
分别放到D1和D2相并列的位置，控制方式仍然采用图11所示方法，当上面的Flyback工作的时候，将下面Flyback的
Figure 420186DEST_PATH_IMAGE013
维持导通，此时负载电流流过，并通过下面的Flyback的主变压器，此时下面Flyback的主变压器对于上面的Flyback体现为输出滤波电感，同上面的Flyback输出电容构成CL滤波结构。接下来的半个工频周期
Figure 144745DEST_PATH_IMAGE003
维持导通，上面Flyback的变压器体现为滤波电感，在输出的负半周组成CL滤波结构。
Figure 633495DEST_PATH_IMAGE003
和并联的D1和D2，可以利用
Figure 238100DEST_PATH_IMAGE003
和自身的寄生二极管来实现，而在自己半个工频周期工作的时候，还能实现同步整流控制，进一步提高效率，其对应的控制驱动如图13所示。
实施例二
与上述实施例二不同的是，在本实施例中，如图12和图13所示，控制开关并联在变压器
Figure 247010DEST_PATH_IMAGE018
副边整流二极管
Figure 624902DEST_PATH_IMAGE024
的两端。
除了Active clamp Flyback以外，Buck、Boost、Forward、Buck-boost等PWM调制的DC/DC拓扑，也可以实现如图5所示的无桥逆变结构，只要让他们工作于半个准正弦波的输出情况，然后用两个同样的变换器再做叠加，即可实现正弦输出。这种方案的好处是，减少了一级传统的逆变桥，降低损耗减，提高效率，减少处理热的原件，降低设备的重量，减少运输成本等。
实施例三
根据本发明实施例，提供了一种太阳能无桥逆变器。如图14所示，本实施例包括由直流输入电源与并联在直流输入电源输出端的输入滤波电容
Figure 225648DEST_PATH_IMAGE005
构成的电能收集装置，电网与电网侧负载
Figure 85248DEST_PATH_IMAGE014
，DSP，以及输入端分别接直流输入电源输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网输出端的多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，其中：
DSP，用于向多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器发送控制信号，使多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将分时工作所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；
多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，用于分别将电能收集装置的电能，转换为半个准正弦波输出；以及，用于基于DSP的控制信号，在预设的一个工频周期内分时工作，交替式向电网提供半个准正弦波电压，使电网获得的标准正弦波电压。
在图14中，多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器中的每个准DC/DC变换器的具体结构及性能，可参见图10关于每个准DC/DC变换器的相关说明，在此不再赘述。
如图14所示，它是在图10的基础上再加入n个同样的准DC/DC变换器，让多个同样的准DC/DC并联或者交错并联使用，然后让一半的准DC/DC工作与半个工频周期，另外半个工频周期停止工作，而另一半的准DC/DC工作在接下来的半个工频周期，然后两个半波在负载或者电网侧组合成标准工频周期，这样做，不仅可以降低纹波，还能降低损耗，唯一需要注意的是变换器的体积需要合理设计。同样的，可以针对图12所示结构用多个准DC/DC做并联或者交错并联，然后输出半个工频周期的正弦波，这里不再详细说明。
实施例四
与上述实施例不同的是，如图15所示，SPWM调制的DC/DC变换电路为有源反激变换电路。降压式变换Buck电路包括功率半导体开关，
Figure 633407DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 515913DEST_PATH_IMAGE021
，输出端滤波电容
Figure 681446DEST_PATH_IMAGE023
，整流二极管
Figure 358415DEST_PATH_IMAGE024
，以及谐振电感
Figure 796349DEST_PATH_IMAGE027
。
其中，上述直流输入电源的正极，与功率半导体开关
Figure 544863DEST_PATH_IMAGE019
的漏极、以及
Figure 751853DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 865302DEST_PATH_IMAGE021
的阴极连接；直流输入电源的负极，与整流二极管
Figure 790533DEST_PATH_IMAGE024
的阳极及参考地连接；
功率半导体开关功率半导体开关
Figure 326426DEST_PATH_IMAGE019
的的源极、
Figure 653502DEST_PATH_IMAGE019
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 937853DEST_PATH_IMAGE021
的阳极、以及整流二极管的阴极连接，经谐振电感
Figure 909537DEST_PATH_IMAGE027
与输出端滤波电容
Figure 91119DEST_PATH_IMAGE023
后接参考地，并经控制开关
Figure 625000DEST_PATH_IMAGE016
后接地；
功率半导体开关
Figure 524823DEST_PATH_IMAGE019
的栅极，用于输入占空比为
Figure 90933DEST_PATH_IMAGE025
的脉冲信号；控制开关的控制端与DSP连接。
同样的，如果将图15中的与
Figure DEST_PATH_IMAGE031
换成开关，去掉
Figure 937033DEST_PATH_IMAGE003
和，使用类似图12的控制方法也是可以实现带同步整流的无桥逆变器，能进一步提高效率。对于大功率的应用场合，图15还可以结合图7中多相并联或者多相交错并联的方式来分担功率，不仅可以降低纹波，还能够进一步提高效率，实现高效无桥逆变，其具体的实现图类似图14所示。相应的boost电路，buck-boost电路，forward电路等PWM调制的DC/DC电路,也可以按照图5所示结构连接并按照SPWM调制以实现无桥逆变器结构，这里不再详细说明。
综上所述，本发明各实施例的无桥逆变电路与太阳能无桥逆变器，核心是无桥逆变器结构，即使用两个准DC/DC变换器分别在工频的正半周和负半周工作，然后通过输出的半个准正弦波叠加以获得最后的工频正弦波，实现无逆变桥结构（图4所示）；这两个准DC/DC变换器可以为任意的DC/DC变换器电路拓扑，并不局限于本申请中提到的这些电路结构；使用无桥结构，减少了输出电流流过的开关晶体原件，减少了损耗，提高效率，同时降低开关元器件的数量，降低逆变器的成本，这将极大的有利于优化逆变器的设计。
最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种无桥逆变电路，其特征在于，包括电能收集装置，电网，DSP，以及输入端分别接电能收集装置输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网输出端的多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，其中：
所述DSP，用于向多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器发送控制信号，使多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将分时工作所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；
所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，用于分别将所述电能收集装置的电能，转换为半个准正弦波输出；以及，用于基于DSP的控制信号，在预设的一个工频周期内分时工作，交替式向电网提供半个准正弦波电压，使电网获得的标准正弦波电压。
2.根据权利要求1所述的无桥逆变电路，其特征在于，所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，包括两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器；
在所述DSP的控制下，第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器，用于分别在一个工频周期内分时工作，将电能收集装置的电能转换为半个准正弦波输出；以及，在整个工频周期内，将所得半个准正弦波进行拼接，使电网获得由正向半个准正弦波与负向半个准正弦波构成、且用于供给负载的标准正弦波电压；
在整个工频周期内，所述第一准DC/DC变换器工作时，第二准DC/DC变换器停止工作；第二准DC/DC变换器工作时，第一准DC/DC变换器停止工作。
3.一种太阳能无桥逆变器，其特征在于，包括由直流输入电源与并联在所述直流输入电源输出端的输入滤波电容                                               
Figure DEST_PATH_IMAGE002
构成的电能收集装置，电网与电网侧负载
Figure DEST_PATH_IMAGE006
，DSP，以及输入端分别接直流输入电源输出端、控制端分别接DSP、且输出端分别接电网
Figure 752453DEST_PATH_IMAGE004
输出端的多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，其中：
所述DSP，用于向多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器发送控制信号，使多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器在预设的一个工频周期内分时工作，并将分时工作所得正向半个准正弦波电压与负向半个准正弦波电压进行拼接，得到标准正弦波电压；
所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，用于分别将所述电能收集装置的电能，转换为半个准正弦波输出；以及，用于基于DSP的控制信号，在预设的一个工频周期内分时工作，交替式向电网提供半个准正弦波电压，使电网获得的标准正弦波电压。
4.根据权利要求3所述的太阳能无桥逆变器，其特征在于，所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器，包括两相并联的第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器；
在所述DSP的控制下，第一准DC/DC变换器与第二准DC/DC变换器，用于分别在一个工频周期内分时工作，将电能收集装置的电能转换为半个准正弦波输出；以及，在整个工频周期内，将所得半个准正弦波进行拼接，使电网获得由正向半个准正弦波与负向半个准正弦波构成、且用于供给负载的标准正弦波电压；
在整个工频周期内，所述第一准DC/DC变换器工作时，第二准DC/DC变换器停止工作；第二准DC/DC变换器工作时，第一准DC/DC变换器停止工作。
5.根据权利要求3或4所述的太阳能无桥逆变器，其特征在于，在所述多相并联或者多相交错并联的多个准DC/DC变换器中，每个准DC/DC变换器包括SPWM调制的DC/DC变换电路，以及与所述SPWM调制的DC/DC变换电路连接的控制开关
Figure DEST_PATH_IMAGE008
；
所述控制开关
Figure 997490DEST_PATH_IMAGE008
，用于基于DSP的控制信号，控制SPWM调制的DC/DC变换电路工作或停止工作的控制开关
Figure 777227DEST_PATH_IMAGE008
；n为自然数。
6.根据权利要求5所述的太阳能无桥逆变器，其特征在于，所述SPWM调制的DC/DC变换电路，包括有源反激变换电路、降压式变换Buck电路、boost升压电路，降压或升压buck-boost电路、以及单/双开关正激式Forward直流变换电路中的至少一种。
7.根据权利要求6所述的太阳能无桥逆变器，其特征在于，所述有源反激变换电路包括箝位电容
Figure DEST_PATH_IMAGE010
，变压器
Figure DEST_PATH_IMAGE012
，功率半导体开关
Figure DEST_PATH_IMAGE014
与
Figure DEST_PATH_IMAGE016
，与
Figure 173759DEST_PATH_IMAGE016
的体二极管或额外的并联二极管
Figure DEST_PATH_IMAGE018
与
Figure DEST_PATH_IMAGE020
，输出端滤波电容，以及变压器副边整流二极管
Figure DEST_PATH_IMAGE024
；其中：
所述直流输入电源的正极，与变压器
Figure 138621DEST_PATH_IMAGE012
原边线圈的始端连接；经箝位电容
Figure 337521DEST_PATH_IMAGE010
后，功率半导体开关
Figure 68717DEST_PATH_IMAGE016
的漏极、以及
Figure 62081DEST_PATH_IMAGE016
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 816410DEST_PATH_IMAGE020
的阴极连接；所述直流输入电源的负极，与功率半导体开关
Figure 617005DEST_PATH_IMAGE014
的源极、以及
Figure 140390DEST_PATH_IMAGE014
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 570235DEST_PATH_IMAGE018
的阳极连接；
所述变压器
Figure 139756DEST_PATH_IMAGE012
原边线圈的末端，与功率半导体开关
Figure 414880DEST_PATH_IMAGE016
的源极、的体二极管或额外的并联二极管
Figure 206566DEST_PATH_IMAGE020
的阳极、功率半导体开关
Figure 935488DEST_PATH_IMAGE014
的漏极、以及
Figure 14302DEST_PATH_IMAGE014
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 574597DEST_PATH_IMAGE018
的阴极连接；
所述变压器
Figure 346244DEST_PATH_IMAGE012
副边线圈的末端，与变压器
Figure 608467DEST_PATH_IMAGE012
副边整流二极管
Figure 490972DEST_PATH_IMAGE024
的阳极连接；变压器副边整流二极管
Figure 582742DEST_PATH_IMAGE024
的阴极为输出端，经输出端滤波电容
Figure 20676DEST_PATH_IMAGE022
后，接变压器
Figure 441293DEST_PATH_IMAGE012
副边线圈的始端及参考地；
所述功率半导体开关的栅极，用于输入占空比为
Figure DEST_PATH_IMAGE026
的脉冲信号；功率半导体开关
Figure 105941DEST_PATH_IMAGE016
的栅极，用于输入占空比为
Figure DEST_PATH_IMAGE028
的脉冲信号；控制开关
Figure 93489DEST_PATH_IMAGE008
的控制端与DSP连接。
8.根据权利要求7所述的太阳能无桥逆变器，其特征在于，所述控制开关
Figure 317797DEST_PATH_IMAGE008
并联在输出端滤波电容
Figure 425299DEST_PATH_IMAGE022
的两端。
9.根据权利要求7所述的太阳能无桥逆变器，其特征在于，所述控制开关
Figure 709650DEST_PATH_IMAGE008
并联在变压器
Figure 450073DEST_PATH_IMAGE012
副边整流二极管的两端。
10.根据权利要求7所述的太阳能无桥逆变器，其特征在于，所述直流输入电源，为至少包括太阳能电池板PV或蓄电池的储能设备或风能发电设备或光热发电装置；
所述功率半导体开关
Figure 659654DEST_PATH_IMAGE014
与
Figure 662376DEST_PATH_IMAGE016
，至少包括金属氧化物场效应晶体管MOSFET、绝缘栅极双极型晶体管IGBT与二极管中的至少一种。
11.根据权利要求6所述的太阳能无桥逆变器，其特征在于，所述降压式变换Buck电路包括功率半导体开关
Figure 562199DEST_PATH_IMAGE014
，的体二极管或额外的并联二极管，输出端滤波电容
Figure 852869DEST_PATH_IMAGE022
，整流二极管
Figure 239988DEST_PATH_IMAGE024
，以及谐振电感
Figure DEST_PATH_IMAGE030
；其中：
所述直流输入电源的正极，与功率半导体开关的漏极、以及
Figure 811970DEST_PATH_IMAGE014
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 405762DEST_PATH_IMAGE018
的阴极连接；所述直流输入电源的负极，与整流二极管
Figure 14598DEST_PATH_IMAGE024
的阳极及参考地连接；
所述功率半导体开关功率半导体开关
Figure 188090DEST_PATH_IMAGE014
的的源极、
Figure 277400DEST_PATH_IMAGE014
的体二极管或额外的并联二极管
Figure 245356DEST_PATH_IMAGE018
的阳极、以及整流二极管
Figure 341488DEST_PATH_IMAGE024
的阴极连接，经谐振电感
Figure 115409DEST_PATH_IMAGE030
与输出端滤波电容
Figure 980597DEST_PATH_IMAGE022
后接参考地，并经控制开关
Figure 171319DEST_PATH_IMAGE008
后接地；
所述功率半导体开关
Figure 754747DEST_PATH_IMAGE014
的栅极，用于输入占空比为的脉冲信号；控制开关
Figure 317632DEST_PATH_IMAGE008
的控制端与DSP连接。
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