CN101409517A - 三电平半桥单级逆变器及控制方法 - Google Patents
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Abstract
一种三电平半桥单级逆变器及控制方法，属逆变器。由电源(Vin)，两个电容(C11、C12)，六个功率开关管(S1～S4、S9、S10)，两个箝位二极管(D1、D2)，变压器(T1)，滤波电感(Lf1)和滤波电容(Cf1)组成逆变器一路电压输出电路；由电源(Vin)，两个电容(C21、C22)，六个功率开关管(S5～S8、S11、S12)，两个箝位二极管(D3、D4)，变压器(T2)，滤波电感(Lf2)和滤波电容(Cf2)组成逆变器另一路电压输出电路。本逆变器采用两个双向功率流的三电平半桥直流变换器差动组合构成，开关管电压应力低，适用于高压输入场合，负载适应能力强，动态性能良好。本发明采用电路中两路变换器各工作半个周期的无偏置电压半周期工作模式和两路变换器同时工作的有偏置电压全周期工作模式两种控制方法。
Description
技术领域
本发明涉及的是一种三电平半桥单级逆变器及控制方法，属电力电子领域中的逆变器。
背景技术
目前广泛应用的逆变器是应用功率半导体器件，将直流电变换成交流电的一种静止变流装置，供交流负载使用。传统逆变技术输入和输出电气隔离采用工频变压器，由于噪声大，笨重，输出滤波电感体积大等缺点已经逐步被淘汰，而输出交流负载与输入直流电源间有频率在20kHz以上高频变压器隔离的逆变器，称为高频环节逆变器。高频环节逆变器的体积、重量和音频噪声大大降低，克服了低频环节逆变器的缺点，必将取代低频环节逆变器，得到广泛应用。随着航空科技和航空电子的快速发展，飞机二次电源必须向高功率密度、高效率和模块化方向发展；另外再生能源的开发利用中，适用于太阳能阵列与电网并联的逆变器和燃料电池用逆变器以及不间断电源等逆变场合，高频环节逆变器都具有广泛的应用前景，特别是对逆变器的体积、重量有较高要求的逆变场合有更重要的应用前景。
近十几年，围绕高频环节逆变技术，国内外学者做了大量研究工作，取得了不少有价值的研究成果。1990年S.R.Narayana Prakash等人提出的“单向Buck型高频环节逆变器”，由高频电气隔离的DC/DC变换器和buck型逆变桥级联而成，具有单向功率流、两级功率变换(DC/DC-DC/AC)、变换效率高、采用传统PWM技术时功率器件开关损耗大、成本高等特点。I.Yamato等人于1988年提出了“双向Buck型高频环节逆变器”，该逆变器由高频电气隔离逆变器与Buck型周波变换器级联而成，由四象限功率开关构成的周波变换器在任何导通期间均有两个或四个功率器件同时导通，导通损耗较大。具有双向功率流、直流-高频脉冲交流-低频交流的准两级结构、效率较高、导通损耗大、周波变换器换流时固有的电压过冲、工程实现难度大、成本高等特点。1995年Walk Jim提出了一种Buck-Boost型逆变器，采用反激拓扑，逆变器的变压器有四组绕组，一个原边绕组，一个回馈绕组和两个整流绕组。该逆变器具有电气隔离，输入输出电压变化范围宽的特点，但电路开关器件多，开关损耗大，难以实现软开关。1998年浙江大学黄敏超博士等提出了“双向Buck-Boost型高频环节逆变器”，该逆变器是基于反激电路工作在电流断续模式的全桥高频环节逆变器，四象限工作过程中任何导通期间均有两个功率管同时导通，电流应力大、导通损耗大。具有双向功率流、直流-高频脉冲交流-低频交流的准两级结构、变换效率高、容量小、成本较高等特点。2004年南京航空航天大学龚春英博士等提出了一种“反激逆变器”，属于单级Buck-Boost直流变换器型高频环节逆变器，该逆变器仍然采用反激变换器，将两个变换器对称组合，仅需四个功率开关器件，每个变换器工作半个周期，差动输出交流电压，具有单级功率变换(DC/AC)、开关器件少、结构紧凑、成本低、电压纹波较大、容量小等特点。
上述高频环节逆变器虽然有很多优点，但它们存在变换效率、功率密度和可靠性偏低、成本较高等问题。单级反激逆变器的容量小，输出电压波形质量不高，应用场合受到限制。
发明内容
本发明的目的是提出一种能够实现交流负载与直流电源高频电气隔离、双向功率流、单级功率变换、高功率密度、输出电压纹波小、适用高压输入场合、成本低的逆变电源主电路及控制方法。
本发明区别于传统的高频环节逆变器的两级或准两级结构，直接进行直流到低频交流的变换，属于单级Buck直流变换器型逆变器，并且考虑到在高压输入场合下扩大功率器件的选取范围，功率开关管的电压应力要低，本发明采用两路相同的双向三电平半桥直流变换器输入端并联，输出端串联组合构成。由电源正极连于第一个输入电容正极和第一个功率开关管的漏极，电源的负极连于第二个输入电容的负极和第四个功率开关管的源极，第一个输入电容的负极、第二个输入电容的正极连于第一个变压器原边绕组的非同名端，第二个功率开关管的源极、第三个功率开关管的漏极都与第一个变压器原边绕组的同名端相连，第一个箝位二极管的阴极连于第一个功率开关管的源极和第二个功率开关管的漏极，第一个箝位二极管的阳极和第二个箝位二极管的阴极连于第一个变压器原边绕组的非同名端，第二个箝位二极管的阳极连于第三个功率开关管的源极和第四个功率开关管的漏极，第一个变压器副边第一个绕组的同名端连于第九个功率开关管的源极，第二个绕组的非同名端连于第十个功率开关管的源极，第九个功率开关管的漏极与第十个功率开关管的漏极都与第一个输出滤波电感的一端相连，第一个输出滤波电感的另一端与第一个滤波电容的正极相连后，接入交流负载的一端，第一个滤波电容的负极与第一个变压器副边第一个绕组的非同名端和副边第二个绕组的同名端相连后接“地”，以上构成了一路双向三电平半桥变换器；电源正极连于第三个输入电容正极和第五个功率开关管的漏极，电源的负极连于第四个输入电容的负极和第八个功率开关管的源极，第三个输入电容的负极、第四个输入电容的正极连于第二个变压器原边绕组的非同名端，第六个功率开关管的源极、第七个功率开关管的漏极都与第二个变压器原边绕组的同名端相连，第三个箝位二极管的阴极连于第五个功率开关管的源极和第六个功率开关管的漏极，第三个箝位二极管的阳极和第四个箝位二极管的阴极连于第二个变压器原边绕组的非同名端，第四个箝位二极管的阳极连于第七个功率开关管的源极和第八个功率开关管的漏极，第二个变压器副边第一个绕组的同名端连于第十一个功率开关管的源极，第二个绕组的非同名端连于第十二个功率开关管的源极，第十一个功率开关管的漏极与第十二个功率开关管的漏极都与第二个输出滤波电感的一端相连，第二个输出滤波电感的另一端与第二个滤波电容的正极相连后，接入交流负载的另一端，第二个滤波电容的负极与第二个变压器副边第一个绕组的非同名端和副边第二个绕组的同名端相连后接“地”，以上构成了另一路双向三电平半桥直流变换器。
本发明采用两种控制方法，第一种为半周期运行模式，即上半个周期，第一路变换器输出低频正弦半波脉动直流电压，第二路变换器不工作；下半个周期，第一路变换器不工作，第二路输出低频正弦半波脉动直流电压。两路变换器交替工作，差动输出构成正负交变的低频正弦交流电压；第二种方法为全周期运行模式，即两个变换器同时工作，每个变换器输出带直流偏置的低频正弦脉动直流电压。两输出电压的直流偏置幅值相同，相位相差180°，在负载端差动输出构成正负交变的低频正弦交流电压。
本发明不仅具有交流负载与直流电源高频电气隔离、双向功率流、单级功率变换、高功率密度、输出电压纹波小、成本低的优点，而且适用于高压中大功率场合，国家对与电能质量要求越来越高的情况下，功率因数校正技术得到日趋广泛的研究和应用，PFC(Power FactorCorrection)变换器的直流输出电压有时甚至高达1kV，采用本发明的逆变拓扑可以很好的适应这种场合，而且输出滤波电感电容值都得以减小，是比较理想的逆变电源解决方案。
附图说明
图1是三电平半桥单级逆变器主电路图。
图2是三电平半桥单级逆变器全周期工作模式工作模态波形图。
图3是三电平半桥单级逆变器全周期工作模式工作原理示意图。
图4是三电平半桥单级逆变器全周期工作模式控制原理框图。
图5是三电平半桥单级逆变器半周期工作模式工作模态波形图。
图6是三电平半桥单级逆变器半周期工作模式控制原理框图。
图1-图6符号名称：Uin-直流电源，S1～S12-分别为第一至第十二功率开关管，D1～D4-分别为第一至第四箝位二极管，C11～C22-分别为第一至第四输入电容，Cf1、Cf2-分别为第一与第二滤波电容，Lf1、Lf2-分别为第一与第二滤波电感，T1、T2-分别为第一与第二变压器，NP1、NP2-分别为第一与第二变压器原边绕组，NS11、NS12-分别为第一变压器副边第一绕组和第二绕组，NS21、NS22-分别为第二变压器副边第一绕组和第二绕组，ZL-交流负载，Uo1、Uo2-分别为第一和第二双向三电平半桥变换器输出电压，io-交流负载电流，A、B、C、D-分别为逆变器的四个工作模式(A为能量输出Uo＞0，io＞0；B为能量回馈Uo＜0，io＞0；C为能量输出Uo＜0，io＜0；D为能量回馈Uo＞0，io＜0)，ip1、ip2-分别为第一和第二变压器原边电流，us11、us21-分别为第一和第二变压器副边第一绕组电压，iLf1、iLf2-分别为第一和第二滤波电感电流，Ufb1、Ufb2-分别为第一和第二滤波电容的电压采样，Uref1、Uref2-分别为第一和第二双向三电平半桥变换器带直流偏置正弦基准电压(两电压相位相差180°)，Ue1、Ue2-分别为第一和第二比例积分(PI)调节器输出的误差放大电压，iL1、iL2-分别为第一和第二滤波电感的电流采样，UT-三角形载波电压，Ur-不带直流偏置的正弦基准电压，ir-电流基准，ugs1～ugs12-第一至第十二功率开关管的驱动电压。
具体实施方式
图1是三电平半桥单级逆变器主电路拓扑原理图，其电路组成是：电源Uin正极连于第一个输入电容C11正极和第一个功率开关管S1的漏极，电源Uin的负极连于第二个输入电容C12的负极和第四个功率开关管S4的源极，第一个输入电容C11的负极、第二个输入电容C12的正极连于第一个变压器T1原边绕组Np1的非同名端，第二个功率开关管S2的源极、第三个功率开关管S3的漏极都与第一个变压器T1原边绕组Np1的同名端相连，第一个箝位二极管D1的阴极连于第一个功率开关管S1的源极和第二个功率开关管S2的漏极，第一个箝位二极管D1的阳极和第二个箝位二极管D2的阴极连于第一个变压器T1原边绕组Np1的非同名端，第二个箝位二极管D2的阳极连于第三个功率开关管S3的源极和第四个功率开关管S4的漏极，第一个变压器T1副边第一个绕组Ns11的同名端连于第九个功率开关管S9的源极，副边第二个绕组Ns12的非同名端连于第十个功率开关管S10的源极，第九个功率开关管S9的漏极与第十个功率开关管S10的漏极都与第一个输出滤波电感Lf1的一端相连，第一个输出滤波电感Lf1的另一端与第一个滤波电容Cf1的正极相连后，接入交流负载ZL的一端，第一个滤波电容Cf1的负极与第一个变压器T1副边第一个绕组Ns11的非同名端和副边第二个绕组Ns12的同名端相连后接“地”，以上构成了一路双向三电平半桥变换器；电源Uin正极连于第三个输入电容C21正极和第五个功率开关管S5的漏极，电源Uin的负极连于第四个输入电容C22的负极和第八个功率开关管S8的源极，第三个输入电容C21的负极、第四个输入电容C22的正极连于第二个变压器T2原边绕组Np2的非同名端，第六个功率开关管S6的源极、第七个功率开关管S7的漏极都与第二个变压器T2原边绕组Np2的同名端相连，第三个箝位二极管D3的阴极连于第五个功率开关管S5的源极和第六个功率开关管S6的漏极，第三个箝位二极管D3的阳极和第四个箝位二极管D4的阴极连于第二个变压器T2原边绕组Np2的非同名端，第四个箝位二极管D4的阳极连于第七个功率开关管S7的源极和第八个功率开关管S8的漏极，第二个变压器T2副边第一个绕组Ns21的同名端连于第十一个功率开关管S11的源极，副边第二个绕组Ns22的非同名端连于第十二个功率开关管S12的源极，第十一个功率开关管S11的漏极与第十二个功率开关管S12的漏极都与第二个输出滤波电感Lf2的一端相连，第二个输出滤波电感Lf2的另一端与第二个滤波电容Cf2的正极相连后，接入交流负载ZL的另一端，第二个滤波电容Cf2的负极与第二个变压器T2副边第一个绕组Ns21的非同名端和副边第二个绕组Ns22的同名端相连后接“地”，以上构成了另一路双向三电平半桥直流变换器。
工作原理及工作过程：
(1)全周期工作模式：
根据输出电压和输出电流的极性不同，逆变器有A、B、C、D四种工作状态，如图2所示。当输出电压与输出电流同号时，逆变器工作于模式A或C，电源向负载传输能量；当输出电压与输出电流异号时，逆变器工作于模式B或D，负载向电源回馈能量。当逆变器带感性负载时，逆变器的工作模式顺序为A-B-C-D；当逆变器带容性负载时，逆变器工作模式顺序为D-C-B-A；带纯阻性负载时工作模式只有A和C。
当io＞0时，第一路双向三电平半桥变换器(以T1为变压器)中电源向负载传送能量，该变换器工作于整流状态，能量从第一变压器T1的原边流向副边，副边电流为正；第二路双向三电平半桥变换器(以T2为变压器)中负载回馈能量，该变换器工作于逆变状态，能量从第二变压器T2的副边流向原边，副边电流为负。当uo＞0时，uo1＞uo2，变换器工作在模式A；当uo＜0时，uo1＜uo2，变换器工作在模式B。
当io＜0时，第一路双向三电平半桥变换器中负载回馈能量，该变换器工作于逆变状态，能量从第一变压器T1的副边流向原边，副边电流为负；第二路双向三电平半桥变换器中电源向负载传送能量，该变换器工作于整流状态，能量从第二变压器T2的原边流向副边，副边电流为正。当Uo＞0时，Uo1＞Uo2，变换器工作在模式D；当Uo＜0时，Uo1＜Uo2，变换器工作在模式C。
三电平半桥单级逆变器，采用电压电流双闭环瞬时值反馈控制技术。两个变换器独立工作、单独控制，其工作原理如图3、图4所示。采用瞬时值控制技术可以加快系统的动态响应和提高系统对非线性负载的适应能力。电流内环采用比例环节，以提高内环的开环增益，电压外环采用比例积分环节，以在系统稳定的条件下增加其带宽。
对第一路三电平半桥变换器而言，将该变换器输出电压Uo1的采样与带直流偏置的基准正弦电压Uref1比较，其误差电压经过比例积分调节器后得到误差放大信号Ue1，该误差信号再与从滤波电感采样的电流信号iL1进行比较，经过比例环节后得到的误差放大信号与三角形载波UT进行交截，即可得到SPWM信号，将该信号经过驱动电路后，驱动第一路三电平半桥变换器的第一、第二、第九功率开关S1、S2、S9，该驱动信号的互补信号经过驱动电路并做适当调整后，驱动第三、第四、第十功率开关S3、S4、S10，从而使第一路变换器跟踪基准输出带直流偏置的正弦低频直流电压；对第二路三电平半桥变换器而言，将该变换器输出电压Uo2的采样与带直流偏置的基准正弦电压Uref2比较，其误差电压经过比例积分调节器后得到误差放大信号Ue2，该误差信号再与从滤波电感采样的电流信号iL2进行比较，经过比例环节后得到的误差放大信号与三角形载波UT进行交截，即可得到另一组SPWM信号，将该信号经过驱动电路后，驱动第二路三电平半桥变换器的第五、第六、第十一功率开关S5、S6、S11，该驱动信号的互补信号经过驱动电路并做适当调整后，驱动第七、第八、第十二功率开关S7、S8、S12，从而使第二路变换器跟踪基准输出带直流偏置的正弦低频直流电压。两个变换器的基准正弦电压Uref1与Uref2相位相差180°，频率相同，为低频交流负载频率，叠加的直流分量幅值相同，在负载端差动输出后，直流分量抵消，可获得高质量的低频正弦交流电压。当输入电压或负载发生变化时，通过调节SPWM信号的占空比，可实现该逆变器输出电压的稳定，由于采用电压电流双闭环瞬时值反馈控制技术，系统稳定性好，动态响应较快。
(2)半周期工作模式
图5为半周期工作模式下逆变器的工作原理。逆变器有A、B、C、D四个工作状态：当输出电压与输出电流同号时，逆变器工作于模式A或C，电源向负载传输能量；当输出电压与输出电流异号时，逆变器工作于模式B或D，负载向电源回馈能量。当逆变器带感性负载时，逆变器的工作模式顺序为A-B-C-D；当逆变器带容性负载时，逆变器工作模式顺序为D-C-B-A；带纯阻性负载时工作模式只有A和C。
当io＞0时，第一路三电平半桥变换器中电源向负载传送能量，该变换器工作于整流状态，能量从第一变压器T1的原边流向副边，副边电流为正；第二路三电平半桥变换器原边开关管关断，体二极管续流，副边整流开关管交替导通续流，负载回馈能量，该变换器工作于逆变状态，能量从第二变压器T2的副边流向原边，副边电流为负。当uo＞0时，uo1＞uo2，变换器工作在模式A；当uo＜0时，uo1＜uo2，变换器工作在模式B。
当io＜0时，第一路三电平半桥变换器中原边开关管关断，体二极管续流，副边整流开关管交替导通续流，负载回馈能量，该变换器工作于逆变状态，能量从第一变压器T1的副边流向原边，副边电流为负；第二路三电平半桥变换器中电源向负载传送能量，该变换器工作于整流状态，能量从第二变压器T2的原边流向副边，副边电流为正。当Uo＞0时，Uo1＞Uo2，变换器工作在模式D；当Uo＜0时，Uo1＜Uo2，变换器工作在模式C。表1为一个周期内整个逆变器开关组合状态，其中1表示开关管导通，0表示开关管关断。
表1三电平半桥逆变器半周期工作模式功率管开关组合状态
| io | S1 | S2 | S3 | S4 | S5 | S6 | S7 | S8 | S9 | S10 | S11 | S12 |
| io＞0 | 1 | 1 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 1 | 0 | 1 | 0 |
| io＞0 | 0 | 0 | 1 | 1 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 1 | 0 | 1 |
| io＜0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 1 | 1 | 0 | 1 | 1 | 0 | 1 | 0 |
| io＜0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 1 | 1 | 0 | 1 | 0 | 1 |
为实现以上工作原理，采用控制方案如图6所示：输出电压与无偏置的基准正弦电压Ur经比例积分放大器输出误差信号，即为电流基准ir。电感电流iL1与电流基准ir经滞环比较器和驱动电路得到正半周脉宽调制信号，电感电流iL2与电流基准ir经第二个滞环比较器和驱动电路得到负半周脉宽调制信号。电流基准ir经过两个过零比较器后，得到相位相差180°的方波信号，通过进一步逻辑运算和驱动电路得到其余各个功率开关管的驱动信号，工作过程中各个功率开关管的开关组合状态如表1所示。使得第一个变换器工作时，第二个变换器原边开关管关断，通过体二极管续流，第二个变换器的整流开关管相应导通，提供电流回路；第二个变换器工作时，第一个变换器原边开关管关断，通过体二极管续流，第一个变换器的整流开关管相应导通，提供电流回路，从而完成整个逆变过程。
Claims (3)
1、一种三电平半桥单级逆变器，其特征在于：电源(Uin)正极连于第一个输入电容(C11)正极和第一个功率开关管(S1)的漏极，电源(Uin)的负极连于第二个输入电容(C12)的负极和第四个功率开关管(S4)的源极，第一个输入电容(C11)的负极、第二个输入电容(C12)的正极连于第一个变压器(T1)原边绕组(Np1)的非同名端，第二个功率开关管(S2)的源极、第三个功率开关管(S3)的漏极都与第一个变压器(T1)原边绕组(Np1)的同名端相连，第一个箝位二极管(D1)的阴极连于第一个功率开关管(S1)的源极和第二个功率开关管(S2)的漏极，第一个箝位二极管(D1)的阳极和第二个箝位二极管(D2)的阴极连于第一个变压器(T1)原边绕组(Np1)的非同名端，第二个箝位二极管(D2)的阳极连于第三个功率开关管(S3)的源极和第四个功率开关管(S4)的漏极，第一个变压器(T1)副边第一个绕组(Ns11)的同名端连于第九个功率开关管(S9)的源极，第二个绕组(Ns12)的非同名端连于第十个功率开关管(S10)的源极，第九个功率开关管(S9)的漏极与第十个功率开关管(S10)的漏极都与第一个输出滤波电感(Lf1)的一端相连，第一个输出滤波电感(Lf1)的另一端与第一个滤波电容(Cf1)的正极相连后，接入交流负载(ZL)的一端，第一个滤波电容(Cf1)的负极与第一个变压器(T1)副边第一个绕组(Ns11)的非同名端和副边第二个绕组(Ns12)的同名端相连后接“地”，以上构成了一路双向三电平半桥变换器；电源(Uin)正极连于第三个输入电容(C21)正极和第五个功率开关管(S5)的漏极，电源(Uin)的负极连于第四个输入电容(C22)的负极和第八个功率开关管(S8)的源极，第三个输入电容(C21)的负极、第四个输入电容(C22)的正极连于第二个变压器(T2)原边绕组(Np2)的非同名端，第六个功率开关管(S6)的源极、第七个功率开关管(S7)的漏极都与第二个变压器(T2)原边绕组(Np2)的同名端相连，第三个箝位二极管(D3)的阴极连于第五个功率开关管(S5)的源极和第六个功率开关管(S6)的漏极，第三个箝位二极管(D3)的阳极和第四个箝位二极管(D4)的阴极连于第二个变压器(T2)原边绕组(Np2)的非同名端，第四个箝位二极管(D4)的阳极连于第七个功率开关管(S7)的源极和第八个功率开关管(S8)的漏极，第二个变压器(T2)副边第一个绕组(Ns21)的同名端连于第十一个功率开关管(S11)的源极，第二个绕组(Ns22)的非同名端连于第十二个功率开关管(S12)的源极，第十一个功率开关管(S11)的漏极与第十二个功率开关管(S12)的漏极都与第二个输出滤波电感(Lf2)的一端相连，第二个输出滤波电感(Lf2)的另一端与第二个滤波电容(Cf2)的正极相连后，接入交流负载(ZL)的另一端，第二个滤波电容(Cf2)的负极与第二个变压器(T2)副边第一个绕组(Ns21)的非同名端和副边第二个绕组(Ns22)的同名端相连后接“地”，以上构成了另一路双向三电平半桥直流变换器。
2、一种基于权利要求1所述的三电平半桥单级逆变器的控制方法，其特征在于：上半个周期，第一路双向三电平半桥直流变换器输出低频正弦半波脉动直流电压，第二路双向三电平半桥直流变换器不工作；下半个周期，第一路双向三电平半桥直流变换器不工作，第二路双向三电平半桥直流变换器输出低频正弦半波脉动直流电压，两路变换器交替工作，在负载端差动输出构成正负交变的低频正弦交流电压。
3、一种基于权利要求1所述的三电平半桥单级逆变器的控制方法，其特征在于：两路双向三电平半桥直流变换器同时工作，每个双向三电平半桥直流变换器输出带直流偏置的低频正弦脉动直流电压，两输出电压的直流偏置幅值相同，相位相差180°，在负载端差动输出构成正负交变的低频正弦交流电压。
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