CN108832823A - 一种基于自抗扰控制的单相pwm整流器动态性能优化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化控制方法，该方法采用电压外环和电流内环双闭环控制，其中电流内环采用单相DQ电流解耦控制，电压外环采用自抗扰控制；具体内容：根据功率守恒原则，推导出单相PWM整流器输出直流电压u_dc和网侧交流电压的有功直流分量i_sd的数学模型：并根据该数学模型设计电压外环自抗扰控制器。相对于传统单相DQ电流解耦控制的电压外环采用PI控制，本发明电压外环采用自抗扰控制，在实现网侧单位功率因数运行及直流侧电压稳定控制的同时，系统动态响应速度更好，抗干扰能力更强。

Description

一种基于自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化控制 方法

技术领域

本发明涉及单相PWM整流技术，尤其涉及一种基于自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化控制方法，属于电力电子变换技术、智能控制技术领域。

背景技术

单相PWM整流器较二极管不控整流具有输入电流正弦化、功率因数高、能量流动可逆性等优点，在太阳能等可再生能源的并网发电、电动汽车充电、铁路机车牵引等领域得到了广泛的应用。目前，单相PWM整流器的控制策略主要分为直接电流控制和直接功率控制。其中，直接电流控制包括滞环电流控制、瞬态电流控制、DQ电流解耦控制和预测电流控制；直接功率控制主要包括滞环开关表控制和功率预测控制。

为实现对交流电流的零稳态误差控制，通常采用基于PR控制器的瞬态电流控制和DQ电流解耦控制。电流内环PR控制可以消除稳态电流误差，但受网侧电压频率影响较大，稳定裕度小；而DQ电流解耦控制通过将静止α-β坐标系下的交流正弦量转化为同步旋转d-q坐标系下的直流量，使用PI控制即可实现交流电流的零稳态误差控制，系统稳态性能良好，因此取得了较广泛的应用。DQ电流解耦控制由于有多个PI环节，系统动态响应速度慢，在负载变化或存在扰动时，很难有效抑制直流侧输出电压波动。

发明内容

针对现有控制策略的不足，本发明的目的是提供一种基于自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化控制方法，在实现网侧单位功率因数运行及直流侧电压稳定控制的基础上，使控制系统具有更好的动态性能和抗扰性能。

本发明的目的是通过以下技术方案实现：

一种基于自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化控制方法，该方法采用电压外环和电流内环双闭环控制，其中电流内环采用单相DQ电流解耦控制，电压外环采用自抗扰控制；具体内容包括如下步骤：

步骤1：根据功率守恒原则，推导出单相PWM整流器输出直流电压u_dc和网侧交流电压的有功直流分量i_sd的数学模型：

根据式(1)，按照一阶自抗扰控制器进行电压外环设计，得到电流内环控制中有功分量给定值i_sd ^*；

步骤2：电流内环采用单相DQ电流解耦控制，通过构造虚拟分量的方法得到网侧电压、电流的矢量形式，进而通过静止/旋转坐标变换得到变换器在d-q旋转坐标系下的数学模型，实现单相PWM整流器电流内环解耦控制；

步骤3：将电流内环解耦控制得到的输出量做旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦调制波，并采用单极性调制方式产生控制整流器开关管开通关断的PWM信号。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、相对于传统单相DQ电流解耦控制的电压外环采用PI控制，本发明中的电压外环采用自抗扰控制，在实现网侧单位功率因数运行及直流侧电压稳定控制的同时，系统动态响应速度更好，抗干扰能力更强。

2、系统鲁棒性好，对采样精度依赖降低。

附图说明

图1是电压外环一阶自抗扰控制框图；

图2是电流内环DQ解耦控制框图；

图3是单相PWM整流器控制系统结构框图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

本发明的一种基于自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化控制方法，该方法采用电压外环和电流内环双闭环控制，其中电流内环采用单相DQ电流解耦控制，电压外环采用自抗扰控制；具体内容包括如下步骤：

1.根据功率守恒原则，推导出单相PWM整流器输出直流电压u_dc和网侧交流电压的有功直流分量i_sd的数学模型。

自抗扰控制器具有算法简单、易于实现、抗扰能力强的特点，其主要由三部分组成，非线性跟踪微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)和非线性误差反馈(NLSEF)，如图1所示。

将自抗扰控制器引入单相PWM整流器的电压外环，需得到整流器的输出直流电压u_dc和输入交流电流的直流分量i_sd间的数学关系式。设系统为理想系统，即不考虑桥臂本身附加损耗，则交流侧输入功率等于直流侧输出功率，有：

P_ac＝P_dc (2)

当电流内环采用DQ解耦控制时，交流侧有功功率和直流侧输出功率可以分别表示为：

联立式(2)～(4)，得：

根据式(5)，按照一阶自抗扰控制器进行电压外环设计，得到电流内环控制中有功分量给定值i_sd ^*。

对于单相PWM整流器，当系统运行于单位功率因数工况，有u_sq＝0，由式(5)得到式(1)。从式(1)可以看出，电压外环为一阶方程，所以可以按照一阶ADRC进行电压外环的设计。

1)跟踪微分器的设计：

式中，r为可调系数，r越大跟踪速度越快；u_dc1为安排的过渡过程，即TD的输出；u_dc2为u_dc1的微分。

2)扩张状态观测器的设计：

式中，u_dc为直流输出电压；z₁为输出电压的状态估计值；z₂为扰动的估计值；β₁、β₂为可调参数，β₁、β₂越大估计值收敛越快。

3)线性组合的设计：

式中，k为可调系数；i_sd ^*为生成的d轴电流给定值。

2.电流内环采用单相DQ电流解耦控制，通过构造虚拟分量的方法得到网侧电压、电流的矢量形式，进而通过静止/旋转坐标变换得到变换器在d-q旋转坐标系下的数学模型，实现单相PWM整流器电流内环解耦控制。

为了实现单相PWM整流器电流内环的DQ电流解耦控制，需要得到整流器在d-q旋转坐标系下的数学模型。由于单相整流器的交流电压和交流电流只有一项，无法构成电压、电流矢量，因此，可以通过构造一个滞后于实际网侧电压和电流90°的虚拟电压、电流量，将两者叠加获得电压和电流矢量表达式，进而通过静止/旋转坐标变换得到单相PWM整流器在旋转坐标系下的数学模型。

单相电压型PWM整流器在d-q旋转坐标系下的数学模型为：

3.将电流内环解耦控制得到的输出量做旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦调制波，并采用单极性调制方式产生控制整流器开关管开通关断的PWM信号。

忽略网侧电阻R_s的大小，将i_sd、i_sq作为被控量进行PI控制，因为式u_abd、u_abq中存在i_sd、i_sq的耦合项，故将变量i_sd、i_sq进行前馈解耦控制，得到单相PWM整流器电流内环的DQ解耦控制框图如图2所示。

将电流内环解耦控制得到的输出量做旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦调制波，并采用单极性调制方式产生控制整流器开关管开通关断的PWM信号。整个控制系统结构框图如图3所示。

Claims (2)

1.一种基于自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化控制方法，其特征在于：所述方法采用电压外环和电流内环双闭环控制，其中电流内环采用单相DQ电流解耦控制，电压外环采用自抗扰控制；具体内容包括如下步骤：

步骤1：根据功率守恒原则，推导出单相PWM整流器输出直流电压u_dc和网侧交流电压的有功直流分量i_sd的数学模型：

根据式(1)，按照一阶自抗扰控制器进行电压外环设计，得到电流内环控制中有功分量给定值i_sd ^*；

步骤2：电流内环采用单相DQ电流解耦控制，通过构造虚拟分量的方法得到网侧电压、电流的矢量形式，进而通过静止/旋转坐标变换得到变换器在d-q旋转坐标系下的数学模型，实现单相PWM整流器电流内环解耦控制；

步骤3：将电流内环解耦控制得到的输出量做旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦调制波，并采用单极性调制方式产生控制整流器开关管开通关断的PWM信号。

2.根据权利要求1所述的一种自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化控制方法，其特征在于：所述电压外环采用自抗扰控制，较电压外环采用PI控制，系统动态响应速度更快、抗干扰能力更强。