CN110098751B - 三相电压型pwm变换器辅助稳定控制方法 - Google Patents

三相电压型pwm变换器辅助稳定控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三相电压型PWM变换器辅助稳定控制方法，该方法主要针对三相电压型PWM变换器系统容易受外界干扰影响的问题设计了一种辅助稳定控制器，当系统受到干扰时，通过辅助稳定控制器对干扰进行估计并给予系统补偿，确保三相电压型PWM变换器系统稳定运行。本发明具有控制算法简单，易于实现的优点。

Description

三相电压型PWM变换器辅助稳定控制方法
技术领域
本发明属于电力电子功率变换装置控制技术领域，具体涉及一种三相电压型PWM变换器辅助稳定控制方法。
背景技术
由于输出直流电压可控、输入电流谐波含量低、功率因数可调等许多优异的性能，三相电压型脉宽调制(pulse width modulation，PWM)型变换器成为国内外学者研究的热点，并广泛应用于风力发电、光伏发电、交流调速、有源滤波和新能源并网发电等领域。
PWM变换器在各领域的应用中，双闭环控制系统使用最为广泛，然而在双闭环控制系统中只能通过调大控制增益才能让变换器的性能变得更好，但控制增益的增大往往会使系统的稳定性变差。于是用来改善THD的重复控制和用来提高系统响应速度的Deadbeat控制渐渐应用到了变换器的控制中。随着Deadbeat控制的使用，系统性能很容易受外界干扰以及参数变化的影响等一些弊端也逐渐显现出来。为了进一步提高变换器的性能，大量学者投身到了变换器稳定控制的研究中。
将滑模控制运用到控制系统中，对被控对象的数学模型要求不高，对系统的参数不敏感，具有很强的鲁棒性，但基于传统的滑模控制方法所涉及的不连续控制器容易引起滑模面的抖动，致使系统跟踪性能变差。此外，运用DOB设计的鲁棒性模型预测电流控制器，当观测器参数失配、模型不确定以及滤波器参数出现错误时，对扰动观测器的稳定性进行分析，结果表明该控制器具有快速的动态响应速度以及很强的鲁棒性，但当系统中存在大扰动时鲁棒控制器存在高增益反馈现象，大的增益反馈可能激发系统的高频动态降低系统的跟踪性能。针对上述情况，急需提出一种新的辅助稳定控制方法，当外界存在不确定因素时，使系统稳定运行。
发明内容
本发明解决的技术问题是提供了一种三相电压型PWM变换器辅助稳定控制方法，该方法主要解决了外界存在干扰时，系统稳定性变差的问题。主要是通过设计的辅助稳定控制器对三相电压型PWM变换器系统的干扰项进行估计后得出补偿项并对系统进行补偿，使系统在受干扰的情况下依然能够稳定运行。
本发明为解决上述技术问题采用如下技术方案：三相电压型PWM变换器辅助稳定控制方法，其特征在于具体步骤为：(1)、检测三相电压型PWM变换器系统三相电网电压、三相输入电流和直流母线电压，将三相电网电压信号经过软件锁相环得到电网电压位置角；(2)、将检测到的三相电网电压和三相输入电流经过3/2变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压和输入电流；(3)、将步骤(2)中得到的两相静止坐标系下的输入电流经过帕克变换得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；(4)、将直流母线电压参考值与步骤(1)得到的直流母线电压实际值做差，经过控制器PI1得到同步旋转坐标系下d轴电流参考值，设q轴电流参考值为0；(5)、将步骤(4)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流参考值和步骤(3)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流做差，经过控制器PI2得到d轴前端电压；(6)、将步骤(4)中得到的q轴参考电流与步骤(3)中得到的q轴电流做差，经过控制器PI3得到q轴前端电压；(7)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压与步骤(1)中施加的干扰电压相加后的结果和步骤(3)中的d轴电流一起通过辅助稳定控制器作用后得到补偿电压；(8)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压、步骤(1)中施加的干扰电压以及步骤(7)得到的补偿电压相加后取反，再与d轴耦合分量以及电网电压d轴分量的前馈补偿相加后得到交流侧d轴电压；(9)、将步骤(6)得到的q轴前端电压与q轴耦合分量以及电网电压q轴分量的前馈补偿相加后得到交流侧q轴电压；(10)、将步骤(8)和步骤(9)中得到的交流侧d、q轴电压通过空间矢量脉宽调制得到控制功率器件的开关信号。
进一步优选，步骤(7)中所述辅助稳定控制器的设计过程具体包括：分别计算出无干扰时和受干扰时的一阶线性系统的方程为
Figure BDA0002081587160000021
其中ui为实际输入，u为等效输入，y为输出，d为施加的干扰，a1、b1为标称参数，a2、b2为实际参数，且a1>0，a2>0，b1>0，b2>0，辅助稳定控制器的目的是为了使受干扰系统经过辅助稳定控制器作用后系统的最终输出和无干扰时系统的输出结果一致，即-a2y+b2(u-d)＝-a1y+b1ui，将
Figure BDA0002081587160000022
代入上式可得
Figure BDA0002081587160000023
Figure BDA0002081587160000024
为补偿项，将受干扰的一阶线性系统方程的参数化为标称参数，此时有
Figure BDA0002081587160000025
式中de为集总扰动，令
Figure BDA0002081587160000026
式中k为变量，且k趋于无穷小，将
Figure BDA0002081587160000027
四式联立可得
Figure BDA0002081587160000028
设计辅助稳定控制器为
Figure BDA0002081587160000029
l为辅助稳定控制器增益。
进一步优选，所设计的辅助稳定控制器的参数整定过程具体包括：将
Figure BDA00020815871600000210
Figure BDA00020815871600000211
联立可得
Figure BDA00020815871600000212
令
Figure BDA00020815871600000213
于是有
Figure BDA00020815871600000214
给定辅助稳定控制器的参数为
Figure BDA00020815871600000215
式中k1、k2、k3为辅助稳定控制器参数，ud为电流内环d轴中PI控制器的输出电压，id为电流内环d轴电流，此时系统的电流内环开环传递函数可以表示为
Figure BDA0002081587160000031
式中T为采样周期，将kii＝kip/τi、τi＝L/R代入系统的电流内环开环传递函数可得
Figure BDA0002081587160000032
为了进一步简化，并使后半部分形成负反馈，令k1＝-k2R、k2＝l、k3＝-k2L，L为交流侧电感，R为交流侧等效电阻，此时有
Figure BDA0002081587160000033
由辅助稳定控制器提供的电压补偿为
Figure BDA0002081587160000034
式中τ为积分变量。
本发明具有以下有益效果：选取三相电压型PWM变换器作为研究对象，考虑了外界干扰的不确定性，设计辅助稳定控制器对外界干扰进行估计并对系统给予补偿，使三相电压型PWM变换器在存在不确定因素的情况下依然能够稳定运行，最后通过运行结果验证了其有效性。
附图说明
图1是本发明三相电压型PWM变换器主电路拓扑结构图；
图2是理想情况下的一阶线性系统；
图3是有干扰时，应用补偿的一阶线性系统；
图4是三相电压型PWM变换器辅助稳定控制方法的实现流程图；
图5正常情况下运用本发明所示方法与传统方法系统的d轴电流对比图以及母线电压对比图；
图6是存在正弦干扰时运用本发明所示方法与传统方法系统的d轴电流对比图以及母线电压对比图。
具体实施方法
结合附图详细描述本发明的具体内容。三相电压型PWM变换器主电路拓扑结构见图1，本发明所采用的技术方案是：三相电压型PWM变换器辅助稳定控制方法，具体步骤为：
(1)、建立三相电压型PWM变换器数学模型
在同步旋转dq坐标系中，建立三相电压型PWM变换器的数学模型：
Figure BDA0002081587160000041
式中，ed、eq分别为电网电压的dq分量，ud1、uq1分别为相电压ea、eb、ec在dq坐标系下的交流侧电压，id、iq分别为相电流ia、ib、ic在dq坐标系下的交流侧电流，R和L分别为交流侧等效电阻和交流侧电感，Udc和C分别为直流侧母线电压和直流滤波电容。
在三相电压型PWM变换器双闭环控制系统中，交流侧d轴电压ud1的控制方程为
Figure BDA0002081587160000042
式中，kip为电流内环比例调节增益，kii为电流内环积分调节增益。
Figure BDA0002081587160000043
为网侧三相电流基于dq轴定向的指令电流，作为电压环PI调节器的输出，其控制方程为
Figure BDA0002081587160000044
式中，kup为电压外环比例调节增益，kui为电压外环积分调节增益，
Figure BDA0002081587160000045
给定的直流母线电压参考，Udc为实际母线电压。
(2)、辅助稳定控制器的设计
图2、图3所示系统分别表示为
Figure BDA0002081587160000046
Figure BDA0002081587160000047
式中，ui为实际输入，u为等效输入，y为输出，d为施加的干扰，a1、b1为标称参数，a2、b2为实际参数，且a1>0，a2>0，b1>0，b2>0。
将式(5)中的参数化为标称参数，此时有
Figure BDA0002081587160000048
受干扰时系统的集总扰动de可以表示为
Figure BDA0002081587160000049
由图3易得
Figure BDA0002081587160000051
式中，
Figure BDA0002081587160000052
为补偿项。
辅助稳定控制器的目的就是为了使受干扰系统经过辅助稳定控制器作用后系统的最终输出和无干扰时系统的输出结果一致，即让式(5)和式(4)等效，此时有
-a2y+b2(u-d)＝-a1y+b1ui (9)
将(7)代入(8)有
Figure BDA0002081587160000053
令
Figure BDA0002081587160000054
式中，k为变量，且k趋于无穷小。
将(5)、(8)、(11)联立可得
Figure BDA0002081587160000055
将(6)、(12)联立可得
Figure BDA0002081587160000056
所以为了抑制扰动，设计辅助稳定控制器为
Figure BDA0002081587160000057
式中，l为辅助稳定控制器增益，且当l足够大时，受干扰系统经过辅助稳定控制器作用后系统的最终输出结果和无干扰时系统的输出结果一致。
上述过程表明，存在干扰时，通过运用所提辅助稳定控制方法，所示系统具有理想情况(无干扰)的性能。
3)、整定辅助稳定控制器参数，并对系统进行补偿
式(14)可化为
Figure BDA0002081587160000058
为了进一步简化，令
Figure BDA0002081587160000059
于是有
Figure BDA00020815871600000510
由(16)和(17)，给定辅助稳定控制器的参数为
Figure BDA0002081587160000061
式中，k1、k2、k3为辅助稳定控制器参数。
系统的电流内环开环传递函数可以表示为
Figure BDA0002081587160000062
因为kii＝kip/τi、τi＝L/R，所以电流内环开环传递函数可化为
Figure BDA0002081587160000063
为了进一步简化，并使后半部分形成负反馈，令
Figure BDA0002081587160000064
此时，辅助稳定控制器参数就化为了
Figure BDA0002081587160000065
此时系统中由辅助稳定控制器提供的补偿项可以表示为
Figure BDA0002081587160000066
图4为本发明辅助稳定控制方法的实现流程图。其控制方法具体包括以下步骤：
(1)、检测三相电压型PWM变换器系统三相电网电压Eg,a、Eg,b、Eg,c，三相输入电流ia、ib、ic和直流母线电压Udc，将三相电网电压信号经过软件锁相环(PLL)得到电网电压位置角θ(k)；
(2)、将检测到的三相电网电压Eg,a、Eg,b、Eg,c和三相输入电流经过3/2变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压ug,α、ug,β和输入电流ig,α、ig,β；
(3)、将步骤(2)中得到的两相静止坐标系下的输入电流ig,α、ig,β经过帕克变换得到同步旋转坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq；
(4)、将直流母线电压参考值与步骤(1)得到的直流母线电压实际值做差，经过PI控制器1得到同步旋转坐标系下d轴电流参考值
Figure BDA0002081587160000071
设q轴电流参考值
Figure BDA0002081587160000072
为0；
(5)、将步骤(4)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流参考值
Figure BDA0002081587160000073
和步骤(3)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流id做差,经过PI控制器2得到d轴前端电压ud；
(6)、将步骤(4)中得到的q轴参考电流
Figure BDA0002081587160000074
与步骤(3)中得到的q轴电流iq做差，经过PI控制器3得到q轴前端电压uq；
(7)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压ud与干扰电压udis相加后的结果与d轴电流id一起经过辅助稳定控制器作用后得到补偿电压
Figure BDA0002081587160000075
(8)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压ud、干扰电压udis以及步骤(7)得到的补偿电压
Figure BDA0002081587160000076
相加后取反，再与d轴耦合分量wLiq以及电网电压d轴分量的前馈补偿ed相加后得到交流侧d轴电压ud1；
(9)、将步骤(6)得到的q轴前端电压uq与q轴耦合分量wLid以及电网电压q轴分量的前馈补偿eq做加后得到交流侧q轴电压uq1；
(10)、将步骤(8)和步骤(9)中得到的交流侧d、q轴电压ud1和uq1通过空间矢量脉宽调制SVPWM得到控制功率器件的开关信号。
作为进一步优选的实施方式，步骤(7)中所述辅助稳定控制器的设计过程具体包括：分别计算出无干扰时和受干扰时的一阶线性系统的方程为
Figure BDA0002081587160000077
其中ui为实际输入，u为等效输入，y为输出，d为施加的干扰，a1、b1为标称参数，a2、b2为实际参数，且a1>0，a2>0，b1>0，b2>0。辅助稳定控制器的目的就是为了使受干扰系统经过辅助稳定控制器作用后系统的最终输出和无干扰时系统的输出结果一致，即-a2y+b2(u-d)＝-a1y+b1ui。将
Figure BDA0002081587160000078
代入上式可得
Figure BDA0002081587160000079
Figure BDA00020815871600000710
为补偿项。将受干扰的一阶线性系统方程的参数化为标称参数，此时有
Figure BDA0002081587160000081
Figure BDA0002081587160000082
式中de为集总扰动。令
Figure BDA0002081587160000083
式中k为变量，且k趋于无穷小。将
Figure BDA0002081587160000084
Figure BDA0002081587160000085
四式联立可得
Figure BDA0002081587160000086
因此，设计辅助稳定控制器为
Figure BDA0002081587160000087
l为辅助稳定控制器增益。
所设计辅助稳定控制器的参数整定过程具体包括：将
Figure BDA0002081587160000088
联立可得
Figure BDA0002081587160000089
令
Figure BDA00020815871600000810
于是有
Figure BDA00020815871600000811
给定辅助稳定控制器的参数为
Figure BDA00020815871600000812
式中k1、k2、k3为辅助稳定控制器参数，ud为电流内环d轴中PI控制器的输出电压，id为电流内环d轴电流。此时系统的电流内环开环传递函数可以表示为
Figure BDA00020815871600000813
因为kii＝kip/τi、τi＝L/R，L为交流侧电感，R为交流侧等效电阻，代入上式可得
Figure BDA00020815871600000814
为了进一步简化，并使后半部分形成负反馈，令k1＝-k2R、k2＝l、k3＝-k2L，此时有
Figure BDA00020815871600000815
由辅助稳定控制器提供的电压补偿为
Figure BDA00020815871600000816
式中τ为积分变量。
为了能够很清楚的了解本方法的优势，对一般方法和所提方法的抗干扰性能进行了对比研究。
图5为无干扰时一般方法和本发明所示辅助稳定控制方法的d轴电流和直流侧电压的运行图。通过图中所示d轴电流以及直流侧电压的对比可以看出，无干扰时，应用本发明所示方法，并不影响系统的正常运行。
图6为存在正弦干扰时一般方法和本发明所示辅助稳定控制方法的d轴电流和直流侧电压的运行图。通过图中所示d轴电流以及直流侧电压的对比可以看出，存在正弦干扰时，应用本发明所示方法，d轴电流和直流侧电压的波动明显更小，抗干扰性能突出。
以上实例描述了本发明的基本原理、主要特征及优点，本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实例的限制，上述实例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明原理的范围下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进均落入本发明保护的范围内。

Claims (1)

1.三相电压型PWM变换器辅助稳定控制方法，其特征在于具体步骤为：(1)、检测三相电压型PWM变换器系统三相电网电压、三相输入电流和直流母线电压，将三相电网电压信号经过软件锁相环得到电网电压相位角；(2)、将检测到的三相电网电压和三相输入电流经过3/2变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压和输入电流；(3)、将步骤(2)中得到的两相静止坐标系下的输入电流经过帕克变换得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；(4)、将直流母线电压参考值与步骤(1)得到的直流母线电压实际值做差，经过控制器PI1得到同步旋转坐标系下d轴电流参考值，设q轴电流参考值为0；(5)、将步骤(4)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流参考值和步骤(3)中得到的同步旋转坐标系下的d轴电流做差，经过控制器PI2得到d轴前端电压；(6)、将步骤(4)中得到的q轴电流参考值与步骤(3)中得到的q轴电流做差，经过控制器PI3得到q轴前端电压；(7)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压与施加的干扰电压相加后的结果和步骤(3)中的d轴电流一起通过辅助控制器作用后得到补偿电压，所述辅助控制器的设计过程具体包括：分别计算出无干扰时和受干扰时的一阶线性系统的方程为
Figure FDA0002901961930000011
其中ui为实际输入，u为等效输入，y为输出，d为施加的干扰，a1、b1为标称参数，a2、b2为实际参数，且a1>0，a2>0，b1>0，b2>0，辅助控制器的目的是为了使受干扰系统经过辅助控制器作用后系统的最终输出和无干扰时系统的输出结果一致，即-a2y+b2(u-d)＝-a1y+b1ui，将
Figure FDA0002901961930000012
代入上式可得
Figure FDA0002901961930000013
Figure FDA0002901961930000014
为补偿项，将受干扰的一阶线性系统方程的参数化为标称参数，此时有
Figure FDA0002901961930000015
式中de为集总扰动，令
Figure FDA0002901961930000016
式中k为变量，且k趋于无穷小，将
Figure FDA0002901961930000017
四式联立可得
Figure FDA0002901961930000018
设计辅助控制器为
Figure FDA0002901961930000019
l为辅助控制器增益，所设计的辅助控制器的参数整定过程具体包括：将
Figure FDA00029019619300000110
联立可得
Figure FDA00029019619300000111
令
Figure FDA00029019619300000112
η为辅助控制器设计中间变量，于是有
Figure FDA00029019619300000113
给定辅助控制器的中间变量为
Figure FDA00029019619300000114
式中k1、k2、k3为辅助控制器参数，此时系统的电流内环开环传递函数可以表示为
Figure FDA0002901961930000021
式中T为采样周期，式中，kip为电流内环比例调节增益，kii为电流内环积分调节增益，将kii＝kip/τi、τi＝L/R代入系统的电流内环开环传递函数可得
Figure FDA0002901961930000022
为了进一步简化，并使后半部分形成负反馈，令k1＝-k2R、k2＝l、k3＝-k2L，此时有
Figure FDA0002901961930000023
Figure FDA0002901961930000024
由辅助控制器提供的补偿电压为
Figure FDA0002901961930000025
式中τ为积分变量，L为交流侧电感，R为交流侧等效电阻，ud为电流内环d轴中PI2控制器的输出电压，id为电流内环d轴电流；(8)、将步骤(5)中得到的d轴前端电压、施加的干扰电压以及步骤(7)得到的补偿电压相加后取反，再与d轴耦合分量以及电网电压d轴分量的前馈补偿相加后得到交流侧d轴电压；(9)、将步骤(6)得到的q轴前端电压与q轴耦合分量以及电网电压q轴分量的前馈补偿相加后得到交流侧q轴电压；(10)、将步骤(8)和步骤(9)中得到的交流侧d、q轴电压通过空间矢量脉宽调制得到控制功率器件的开关信号。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102931857A (zh) * 2012-10-26 2013-02-13 河南师范大学 电压型pwm整流器定频式模型预测控制方法
CN103023117A (zh) * 2013-01-15 2013-04-03 广西电网公司电力科学研究院 高电能质量电动汽车充电系统
CN108832823A (zh) * 2018-07-02 2018-11-16 燕山大学 一种基于自抗扰控制的单相pwm整流器动态性能优化控制方法
CN109004669A (zh) * 2018-07-26 2018-12-14 华中科技大学 基于干扰观测器补偿的三相并网逆变器改进无源控制方法
CN109660170A (zh) * 2019-01-22 2019-04-19 东南大学 一种永磁同步电机高可靠性电流预测控制方法及其系统

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102931857A (zh) * 2012-10-26 2013-02-13 河南师范大学 电压型pwm整流器定频式模型预测控制方法
CN103023117A (zh) * 2013-01-15 2013-04-03 广西电网公司电力科学研究院 高电能质量电动汽车充电系统
CN108832823A (zh) * 2018-07-02 2018-11-16 燕山大学 一种基于自抗扰控制的单相pwm整流器动态性能优化控制方法
CN109004669A (zh) * 2018-07-26 2018-12-14 华中科技大学 基于干扰观测器补偿的三相并网逆变器改进无源控制方法
CN109660170A (zh) * 2019-01-22 2019-04-19 东南大学 一种永磁同步电机高可靠性电流预测控制方法及其系统

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