CN110165924B

CN110165924B - 一种单相pwm整流器的改进无差拍控制方法

Info

Publication number: CN110165924B
Application number: CN201910406655.1A
Authority: CN
Inventors: 王萍; 毕宇轩; 张云
Original assignee: Tianjin University
Current assignee: Tianjin University
Priority date: 2019-05-16
Filing date: 2019-05-16
Publication date: 2021-11-23
Anticipated expiration: 2039-05-16
Also published as: CN110165924A

Abstract

本发明公开了一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法，所述方法包括以下步骤：获取无差拍电流预测控制中电流环的表达式，通过二阶广义积分器跟随电网侧输入电压信号，获取两相静止坐标系下正交的电压信号，以此预测k+1时刻的交流侧电压；在电流环中引入补偿参数，在两相旋转坐标系下，虚轴电流iq的值为参考，调节补偿参数为最优值，提高功率因数接近于1，同时减小预测误差，降低电流THD；在电压环中，通过分析并引入自抗扰控制器，以提高对负载突变的动态性能。

Description

一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术的控制领域，尤其涉及一种单相PWM(脉冲宽度调制)整流器的改进无差拍控制方法。

背景技术

近年来，随着化石燃料减少等能源危机的出现和大气污染等环境问题的加剧，应用新能源的分布式发电(DG)得到了越来越多的应用。其中，小容量分布式电源构成的微网由于其能源利用率高、安装方便灵活等优势获得了更多的关注。其中，单相PWM整流器由于其高效率、小体积、低成本和高可靠性受到了广泛的应用，如在光伏储能系统、不间断电源系统、风力发电及电动汽车充电中。单相PWM整流器相比于不控整流和相控整流，能实现输入电流跟随输入电压正弦变化，即在减小电流谐波的同时，可实现功率因数接近于1，同时能实现能量的双向流动。

单相PWM整流的控制目标为实现功率因数接近于1的同时，使输入电流正弦变化，同时一般需实现直流侧输出电压稳定为给定值。但由于控制方法及硬件方面的限制，输入侧功率因数一般小于1，且输入电流中会含有谐波分量。其中，单相PWM整流输入电流的谐波主要来源于三方面：电压谐波、直流电压的二次脉动和预测控制误差。

目前，单相PWM整流的控制方法包括：电流控制和功率控制。其中，电流控制主要包括：滞环开关表控制、空间矢量控制、无差拍电流控制、模型预测电流控制等；功率控制包括如：瞬时功率控制、模型预测功率控制等。

其中，无差拍电流控制方法由电路公式推导得到，运算方法简易，动态响应快速，跟踪性能较好。但其控制效果对电路参数敏感，且易受控制延时的影响，进而使输入电流中的谐波分量增加并使交流侧功率因数降低。现有技术在预测电流控制中，通过预测k+2时刻电流以补偿控制延时的影响，并分析了电感参数实际值和计算值的误差对系统无功功率的影响，但尚需解决电感参数误差影响的方法；另有方法提出一种在线的输入侧电感计算方法，提高了系统鲁棒性，减小了控制误差，但算法中并未考虑控制延时的影响；另外，可引入一种在线的输入侧电感、电阻值计算方法，其在预测功率控制中通过预测k+2时刻电流计算对应有功功率、无功功率，但这种算法中通过价值函数判断直接输出开关矢量而非通过脉宽调制；还有一种改进的无差拍电流预测控制，通过电感参数修正，使控制效果更准确，并减小了电流纹波，但理论上电感参数修正不能不完全补偿控制延时，且无差拍控制电流环中电感参数较大会导致输入电流中谐波分量增加。同时传统无差拍控制电压外环一般使用比例积分(PI)控制器，由于单相整流直流侧存在二次脉动，PI控制器设计时带宽较低，因而其在负载突变下的动态响应速度较慢。

因此，为了尽可能减小电感参数和控制延时对系统控制带来的影响，并提高无差拍控制的动态响应能力，需要提出一种新的无差拍电流预测控制从而做出改进，使其适用于直流微网中。

发明内容

本发明提供了一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法，本发明在电流环中通过设置预测电压和补偿参数，较传统方法提高了交流侧功率因数并减小电流中的谐波含量；通过在电压环中应用自抗扰控制器，较传统控制方法，提高了系统的动态响应速度，详见下文描述：

一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法，所述方法包括以下步骤：

获取无差拍电流预测控制中电流环的表达式，通过二阶广义积分器跟随电网侧输入电压信号，获取两相静止坐标系下正交的电压信号，以此预测k+1时刻的交流侧电压；

在电流环中引入补偿参数，在两相旋转坐标系下，虚轴电流iq的值为参考，调节补偿参数为最优值，提高功率因数接近于1，同时减小预测误差，降低电流THD；

在电压环中，通过分析并引入自抗扰控制器，以提高对负载突变的动态性能。

其中，ADRC控制器在参考电压U_ref为恒定值时，忽略非线性跟踪微分器的影响，输出表达式如下：

其中，K_1/b、K_b为可调参数1/b、b，K_N为非线性误差反馈环节中的比例系数，K_bt01、K_bt02为扩张状态观测器环节中的可调参数，s为拉普拉斯算子；A₁项在输出参考电压U_ref不变时，稳态下为恒定值；A₂项输入为直流侧电压误差。

进一步地，所述预测k+1时刻的交流侧电压具体为：

通过SOGI-PLL中得到的电压信号u_sα、u_sβ由下式推得：

u_s(k+1)＝u_sαcosωT_s-u_sβsinωT_s

其中，T_s为整流器开关管的开关频率，ω为电网电压的角频率。

其中，所述无差拍电流预测控制中电流环的表达式具体为：

其中，K_L为电感值和实际电感值的比值，h为补偿参数，其初值为1，i_dref为电流环给定值。

进一步地，下一时刻得到的输入电流i_s(k+1)为：

其中，D₀为调制量。

其中，所述功率因数为：

其中，P为有功功率、Q为无功功率、S为交流侧输入的视在功率、i_sd和i_sq分别为电网电流在同步旋转坐标系下的d、q轴分量。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、本发明提出的改进的无差拍电流预测控制中，在电流环中通过电压参数修正，补偿输入电流相位，从而提高了交流侧功率因数；

2、对输入电流畸变的产生原因进行分析，通过SOGI-PLL(二阶广义积分型锁相环)得到电压预测值，消除电网电压中谐波的影响；通过电压参数修正，补偿电压电流相位差从而减小预测误差，进而减小了输入电流中的谐波分量；

3、对电压环中应用自抗扰控制器进行改进，并与PI控制器进行对比分析，提高了在负载突变时的动态性能。

附图说明

图1为单相PWM整流改进的无差拍控制方法系统框图；

图2为单相PWM整流器的拓扑图；

图3为自抗扰控制器(ADRC)的原理结构图；

图4为ADRC控制器和PI控制器的开环传递函数的伯德图；

图5为电路控制量作用和电压采样的时序关系图；

图6为补偿参数h的调节流程图；

图7为本发明所提的改进的无差拍控制方法与传统无差拍控制仿真波形的对比图。

附图中，各部件的列表如下：

u_s、i_s分别为电网侧输入电压和输入电流，L₁为输入电感，C_dc为直流输出侧稳压电容，R_load为直流侧等效负载电阻，U_dc为直流侧输出电压，S₁～S₄和Q₁～Q₄分别为H桥中的IGBT和续流二极管。T_d为实际电路中的控制延时，u(k-1)、u(k)和D(k-1)、D(k)、D(k+1)分别为在第k-1、k及k+1时刻单相PWM整流器的输入电压和控制量。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

针对传统单相PWM整流无差拍电流预测控制存在的缺点，以及电网对输入电流功率因数及电流总谐波畸变率的要求、直流侧对直流输出电压动态性能的要求，本发明实施例提出了一种单相PWM整流改进的无差拍电流预测控制方法，详见下文描述：

101：获取无差拍电流预测控制中电流环的表达式，通过二阶广义积分器跟随电网侧输入电压信号，获取两相静止坐标系下正交的电压信号u_sα、u_sβ，以此预测k+1时刻的交流侧电压u_s(k+1)；

具体实现时，可通过该种预测方法滤除掉电网电压中的高次谐波。

102：在电流环中引入补偿参数，在两相旋转坐标系下，虚轴电流iq的值为参考，调节补偿参数为最优值，提高功率因数接近于1；

通过该步骤102的处理可以减小输入电流与输入交流电压的相位差，提高功率因数，减小预测误差，进而减少输入电流的谐波含量。

103：在电压环中，通过分析并引入自抗扰控制器，以提高系统对负载突变的动态性能。

综上所述，本发明实施例在电流环中通过电压参数修正，补偿输入电流相位，从而减小预测误差，提高了交流侧功率因数，降低了电流THD，通过在电压环中应用自抗扰控制器，较传统控制方法，提高了系统的动态响应速度。

实施例2

下面结合具体的附图、计算公式、实例对实施例1中的方案进行进一步地介绍，详见下文描述：

本发明实施例在传统的单相PWM整流无差拍控制的基础上，提出了一种改进的无差拍控制方法，以提高系统输出电压的动态响应能力和输入电流的功率因数及总谐波畸变率。改进的无差拍控制方法的系统控制框图如图1所示，单相PWM整流拓扑如图2所示。

ADRC控制器在参考电压U_ref为恒定值时，可忽略非线性跟踪微分器的影响，从而推导输出表达式如下：

其中，K_1/b、K_b对应为图3中的可调参数1/b、b，K_N为NLSEF(非线性误差反馈)环节中的比例系数，K_bt01、K_bt02为ESO(扩张状态观测器)环节中的可调参数，s为拉普拉斯算子。

式(1)中，A₁项在输出参考电压U_ref不变时，稳态下为恒定值。A₂项输入为直流侧电压误差，其传递函数在开环下同传统PI调节的Bode图对比如图4所示。

单相PWM整流电路的直流输出电压中存在二次工频分量及其他的高频分量，而在控制环中，电压环作为电流环前级，会引入直流输出电压中的二次谐波及高频谐波，从而影响控制效果，使输入电流畸变。ADRC相比传统PI调节，在低频段的增益相对较高的同时，在100Hz及其以上的频率范围内，其增益明显减小，能抑制电压环中的高频信号，从而在增强动态响应能力的同时，改善后级电流环控制效果。

本发明实施例提出的控制方法中采用二阶广义积分锁相环进行锁相，通过二阶广义积分跟随工频附近的电压信号并产生滞后于电网电压90°的虚轴电压，这种方法不仅可实现对电网电压的无静差跟踪，还可以滤除电网电压中的高次谐波。

单相PWM整流的控制量作用与电压采样时序关系图如图5所示。由于采样时间、控制时间等作用，传统控制方法的控制量作用相对采样会有一定延时进而影响控制效果。单相整流控制量作用与无差拍电流预测控制中，需要预测电压u_s(k+1)，本发明实施例通过SOGI-PLL中得到的电压信号u_sα、u_sβ由下式推得：

u_s(k+1)＝u_sαcosωT_s-u_sβsinωT_s (2)

改进的无差拍电流环可表示为：

其中，K_L为控制算法中的电感值和实际电感值的比值，h为补偿参数，其初值为1，i_dref为电流环给定值。

设传统方法中的调制量表达式为D₀，表示为：

则式(3)可表示为：

在h小于1时，式(5)中(h-1)u_s(k+1)/u_dc，相当于在传统无差拍控制电流环表达式D₀中加入一个幅值可变的，超前于理想输入电流相位180°的正弦量。单相PWM整流电路的方程如下：

其中，u_ab为AB两半桥的中点电位差。

将式(5)代入式(6)并对电流i_s积分后，可得：

其中，u_s(k+1)＝U_ssin(ωt_k+1)，则代入式(7)后，可得：

由式(8)可得，h小于1时，下一时刻得到的输入电流i_s(k+1)相对传统算法叠加了一个幅值可变，相位超前90°的正弦量，可通过调整h的值控制i_s(k+1)相位前移。h大于1时同理。因而改变h的大小可使得D相位前后变化，进而改变输入电流相位，即通过改变输入电压系数补偿输入电流与输入电压的相位差。

单相PWM整流交流侧输入有功功率P、无功功率Q可由式(9)计算得到：

其中，i_sd和i_sq分别为电网电流在同步旋转坐标系下的d、q轴分量，U_s为电网输入电压的幅值。

由功率因数PF的定义，可以得到其表达式：

其中，S为交流侧输入的视在功率，THD为输入电流的总谐波畸变。

在输入电流畸变较小时，可忽略THD对功率因数的影响，并代入式(10)，因此可将式(10)简化为：

根据式(11)，可以通过旋转坐标系下解耦得到的i_sd和i_sq计算得到交流侧功率因数，也可以据此表示预测控制的误差大小。

考虑到实际系统中，输入电流本身的畸变及采样、计算等误差，输入侧较难实现功率因数为1，故控制系统中设置功率因数为0.99。则由式(11)可得：

同理，当系统功率因数为0.95时，可得：

考虑到电流畸变、采样、计算误差，本方法中将系数分别增大为7.1和3.2。

补偿参数h的调整流程如图6所示。此方法通过给定的步长使参数趋近于最优值。控制策略中，在输入侧功率因数小于0.95时，使用较大的步长h₁，使系统快速满足电网侧功率因数要求；当输入侧功率因数在0.95以上时，使用较小的步长h₂，从而减小参数补偿的稳态误差。

单相PWM整流输入电流的谐波主要来源于三方面：电压谐波、直流电压的二次脉动和预测控制误差。改进的无差拍控制电流环中，通过二阶广义积分得到u_sα、u_sβ，进而计算出预测电压u_s(k+1)。相比于线性外推，由于二阶广义积分较强的滤波性能，u_s(k+1)中所含的电网电压谐波分量更少，从而减少电流环中谐波的引入。电压参数修正补偿可看作是一种前馈补偿，通过对电流相位的补偿，在系统稳态时提高功率因数，减小电流预测控制的误差，从而使电流中的谐波分量减少。

图7(a)和图7(b)为采用传统方法时单相PWM整流稳态下的输入电压电流波形及电流傅里叶分析，图7(c)和图7(d)中对应为改进的控制方法。应用传统的无差拍控制方法时，整流器输入侧功率因数PF＝0.970，输入电流THD＝3.6％；改进方法的输入侧功率因数PF＝0.990，输入电流THD＝2.5％。改进的无差拍控制在提高输入侧功率因数至设定值0.99的同时，使输入电流的3次谐波降低，从而使输入电流THD降低1.1％。

通过仿真可见，改进的无差拍控制可提高功率因数接近于1，并减小电流畸变。通过仿真可得，电流环中使用u_sα、u_sβ进行电压预测和参数修正能在提高交流侧功率因数的同时，减小输入电流畸变，提高系统的稳态性能。

图7(e)为负载突变时的单相PWM整流输出电压波形，其中负载在2.5s时从80Ω切换为40Ω。应用改进的控制方法，可使系统达到稳态的调节时间从约80ms减小至约40ms。从仿真结果中可见，使用改进的控制算法时，电压响应较快且无超调，因而可验证改进的控制方法对系统动态响应能力的提高。

综上所述，本发明实施例提出的改进的无差拍电流预测控制，针对传统无差拍电流预测控制受电感参数、控制延时等影响问题，通过电压参数修正，补偿输入电流相位，从而提高交流侧功率因数。由输入电流畸变的产生原因分析，改进方法中通过SOGI-PLL得到电压预测值，消除电网电压中谐波的影响；通过电压参数修正，补偿电压电流相位差从而减小预测误差，以减小输入电流中的谐波分量。改进方法中电压环中应用自抗扰控制器，并与PI控制器对比分析，提高了系统输出电压的动态性能。在直流微网中的单相PWM整流的控制方法中具有较好的应用前景。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

获取无差拍电流预测控制中电流环的表达式，通过二阶广义积分器跟随电网侧输入电压信号，获取两相静止坐标系下正交的电压信号，以此预测k+1时刻的交流侧电压u_s(k+1)；

在电流环中引入补偿参数，在两相旋转坐标系下，q轴电流的值为参考，调节补偿参数为最优值，提高功率因数接近于1；

在电压环中，通过分析并引入自抗扰控制器，以提高对负载突变的动态性能；

下一时刻得到的输入电流i_s(k+1)为：

其中，D₀为传统算法中的调制量，

K_L为控制方法中的电感值和实际电感值的比值，i_dref为电流环给定值；i_s为电网侧输入电流，T_s为整流器开关管的开关频率；

h小于1时，下一时刻得到的输入电流i_s(k+1)相对传统算法叠加了一个幅值可变，相位超前90°的正弦量，通过调整h的值控制i_s(k+1)相位前移，h大于1时同理；改变h的大小使得D相位前后变化，进而改变输入电流相位，即通过改变输入电压系数补偿输入电流与输入电压的相位差；h为补偿参数；U_s为电网输入电压的幅值；ω为电网电压的角频率；U_dc为直流侧输出电压；L为输入电感；D为单相PWM整流器的控制量；

调整h时，在输入侧功率因数小于0.95时，使用较大的步长h₁，使系统快速满足电网侧功率因数要求；当输入侧功率因数在0.95以上时，使用较小步长h₂，减小参数补偿的稳态误差。

2.根据权利要求1所述的一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法，其特征在于，

自抗扰控制器在参考电压U_ref为恒定值时，输出表达式如下：

其中，K_1/b、K_b为可调参数；K_N为非线性误差反馈环节中的比例系数，K_bt01、K_bt02为扩张状态观测器环节中的可调参数，s为拉普拉斯算子；A₁项在输出参考电压U_ref不变时，稳态下为恒定值；A₂项输入为直流侧电压误差，U_dc为直流侧输出电压；i_dref为电流环给定值。

3.根据权利要求1所述的一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法，其特征在于，所述预测k+1时刻的交流侧电压具体为：

通过二阶广义积分型锁相环中得到的电压信号u_sα、u_sβ由下式推得：

u_s(k+1)＝u_sαcosωT_s-u_sβsinωT_s。

4.根据权利要求1所述的一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法，其特征在于，所述无差拍电流预测控制中电流环的表达式具体为：

其中，h为补偿参数，其初值为1。

5.根据权利要求1所述的一种单相PWM整流器的改进无差拍控制方法，其特征在于，所述功率因数为：

其中，P为有功功率、Q为无功功率、S为交流侧输入的视在功率、i_sd和i_sq分别为电网侧输入电流在同步旋转坐标系下的d、q轴分量。