CN116191860A - 一种解决宽变频下单相pfc输入电流相位超前的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。该方法采用电压外环对输出电压采样值与输出电压参考值的误差进行调节以获取电感电流峰值，根据电感电流峰值、输入电压采样值、相位补偿量计算电感电流参考值，采用电流内环对电感电流参考值与电感电流采样值的误差进行调节以获取占空比变化量，对占空比变化量和占空比前馈量进行累加操作以获取单相PFC开关管的实际占空比。通过对输入电流进行自适应相位补偿实现航空电网宽变频下变换器的高功率因数。

Description

一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术，特别是涉及航空电网宽变频下PFC变换器的控制方法，具体公开一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
航空电网主要采用两种交流供电系统，一种是频率为400Hz的恒频交流系统，另一种是360Hz～800Hz的变频交流系统。21世纪以来，航空电网由之前的恒频交流系统逐步向变频交流系统过渡，相比于恒频交流系统而言，变频交流系统有很多优势。输入电压频率在宽范围内变化使得航空电网的功率因数校正相比于地面传统的功率因数校正有很大的不同，如何在宽输入电压频率范围下实现高功率因数、减小输入电流畸变、减小对航空电网的干扰很重要，这对航空电网功率因数校正模块提出了更高的要求。
目前，客机所使用的变频交流系统有两种电压等级，例如，B787采用的是230V/360Hz～800Hz的变频交流系统，A380采用的是115V/360Hz～800Hz的变频交流系统，我国国产的C919所采用的飞机交流供电系统稳定时是115V/400Hz的恒频交流系统，交流供电系统输入电压频率在360Hz～800Hz间变化时是变频交流系统。因此，随着宽输入频率的变频交流系统在客机交流供电系统应用的增加，功率因数校正技术也随之进一步发展。
传统的有源功率因数校正电路Boost PFC一般会利用输入滤波电容来吸收由于开关动作产生的开关纹波。通常情况下变换器工作在工频，由于输入电压的交流频率很低，流过输入滤波电容的电流的幅值很小，虽然流入输入滤波电容上的电流超前输入电压90°，但是由于电流幅值很小，因此，输入电流超前输入电压的相位可以忽略不记。然而，当传统的有源功率因数校正变换器接入360Hz～800Hz输入电压的航空变频电网时，此时流过输入滤波电容的电流的幅值变得很大，产生输入电流畸变的问题，输入电流与输入电压的相位差角度随着输入电压频率的升高而增大，输入电流相位超前问题变得很严重，同时造成了变换器整体功率因数降低等问题。
针对传统Boost PFC接入航空变频电网相位超前问题随着输入电压频率的升高而凸显的现状，目前有三种解决方法：增加延时网络、占空比预测法、初相角修正。增加延时网络是一种解决输入电流相位超前问题的简单方式，通过在输入电压采样电路部分加延时电路来抵消输入电流的超前相位，但是延时电路只能实现固定相角的延时，当输入电压频率变化时，这种解决方法就不再适用。占空比预测法是对主电路的输入电压、输出电压、输入电流、电感电流等特征量进行采样，利用采样的信号进行对比与分析，最后将开关管的导通时间和关断时间精确地计算出来，从而得到时刻变化的开关管占空比。占空比预测法相比于传统的电压环加电流环的控制方法而言省去了误差反馈环节，从理论上来说不存在环路引起的输入电流相位超前，但占空比预测法的计算过程过于复杂且响应速度很容易受到主电路参数及控制电路的影响。一旦响应速度滞后或是受到电路中一些变化的寄生参数的影响，这将导致占空比的计算值不准确，进而可能会造成电流跟踪效果不好，严重时电感电流可能会有振荡，最终可能造成系统的不稳定，整体的可靠性会有所下降。初相角修正法是一种根据输入电压和输入电流的过零时刻来调整参考电流的方法。传统的平均电流控制中输入电流在输入电压频率升高时超前输入电压，而且输入电压频率越高输入电流超前的相位越大，初相角修正法通过检测输入电压过零时刻和输入电流过零时刻的时间差值来判断此时输入电流超前输入电压的角度，然后通过查正弦表来调整参考电流与输入电压的相位角差值以抵消输入电流的相位超前。但是平均电流控制方法只是根据输入电流和输入电压过零点的时间差来判断两者的相位差，不免有些片面，而且这种检测方式的精确度也不是很高，同时编程较为复杂，对输入电流的相位超前只是起到了减弱作用，不能从根本上消除。
本文所提的方法可以根据输入电压频率实时调整补偿量，以实现在电压频率变化的时候也能实现最好的补偿效果。而且实现简单不需要太复杂的计算。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法，根据输入电压频率的变化实时调整参考电流相位补偿量，实现宽变频输入电压下提高变换器功率因数的发明目的，解决宽变频输入电压情况下输入电流相位超前的技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法，
采用电压外环对输出电压采样值与输出电压参考值的误差进行调节以获取电感电流峰值；
根据电感电流峰值、输入电压采样值、相位补偿量θ计算电感电流参考值，
Figure BDA0004100875910000031
其中，C为输入滤波电容的容值，f为输入电压的频率，Vrms为输入电压有效值，Pin为输入功率；
采用电流内环对电感电流参考值与电感电流采样值的误差进行调节以获取占空比变化量；
对占空比变化量和占空比前馈量进行累加操作以获取单相PFC开关管的实际占空比。
作为一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法的进一步优化方案，输入电压的频率的检测方法为：
采样输入电压并对输入电压采样信号进行取绝对值的操作；
选取用于判断当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于半波内或死区内的第一滞环比较值、第二滞环比较值，第一滞环比较值大于第二滞环比较值；
在当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于半波内时初始化计时器开始计数，在下一时刻及其之后时间内第一次出现输入电压采样信号的绝对值处于死区内时结束计数，计数器开始计数到结束计数所经历的时间为每个半波的时间；
根据每个半波的时间反演输入电压的频率。
作为一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法的再进一步优化方案，判断当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于半波内或死区内的具体方法为：当前时刻输入电压采样信号的绝对值大于第一滞环比较值时，当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于半波内；当前时刻输入电压采样信号的绝对值小于第二滞环比较值时，当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于死区内。
作为一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法的再进一步优化方案，根据每个半波的时间反演输入电压的频率的表达式为：f＝1/(2nt)，其中，n为计数器的计数值，t为每个开关周期的时间，nt表示每个半波的时间。
一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法的控制系统，包括：
第一累加器，其一个输入端接输出电压采样值，其另一个输入端接输出电压参考值，计算得到输出电压采样值与输出电压参考值的误差；
电压外环，其输入端接所述第一累加器的输出端，对输出电压采样值与输出电压参考值的误差进行调节后，输出电感电流峰值；
计算单元，其输入端接电感电流峰值、输入电压采样值、输入滤波电容的容值、输入电压的频率、输入电压有效值、输入功率，根据输入滤波电容的容值、输入电压的频率、输入电压有效值、输入功率计算相位补偿量，根据电感电流峰值、输入电压采样值、相位补偿量计算电感电流参考值；
第二累加器，其一个输入端接电感电流参考值，其另一个输入端接电感电流采样值，计算得到电感电流参考值与电感电流采样值的误差；
电流内环，其输入端接第二累加器的输出端，对电感电流参考值与电感电流采样值的误差进行调节后，输出占空比变化量；及，
第三累加器，其一个输入端接电流内环的输出端，其另一个输入端接占空比前馈量，输出单相PFC开关管的实际占空比。
作为一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法的控制系统的进一步优化方案，输入电压的频率通过存储在计算机存储介质上的软件算法实现。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：本发明提出一种对输入电流进行自适应相位补偿的方法，通过实时测量输入电压频率计算用于确定电感电流参考值的即时相位补偿量，获取即时相位补偿量的实现简单且不需要太复杂的计算，依据本发明所提相位补偿方法得到单相PFC开关管控制信号，能够使得输入电流在输入电压频率在360Hz～800Hz宽频率范围内变化时也能很好地跟随输入电压，实现航空电网宽变频下变换器的高功率因数，同时降低输入电流的畸变减小对航空电网的干扰。
附图说明
图1为输入滤波电容引起输入电流相位超前的原理图。
图2(a)为未对输入滤波电容上的电流进行补偿时输入电流、电感电流和滤输入波电容上的电流三者之间的相位关系矢量图，图2(b)为经过相位补偿后输入电流、电感电流和滤输入波电容上的电流三者之间的关系矢量图。
图3为自适应相位补偿控制下的输入电压、输入滤波电容上的电流、理想情况下的输入电流和参考电流四者之间的实际波形图。
图4为本发明测量输入电压频率的原理图。
图5为本发明实现所提解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法的架构图。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：
滤波电容引起的输入电流相位超前原理如图1所示。
假设输入电压是标准的正弦电压，则可以表示为：
Figure BDA0004100875910000051
其中，Vin(t)为输入电压，Vrms为输入电压有效值，f为输入电压的频率。
根据流过电容的电流与电压关系可以计算出流过输入滤波电容的电流ic(t)：
Figure BDA0004100875910000052
其中，C为输入滤波电容，dt为对时间t进行微分。
那么，输入电流iac(t)就可以由流过输入滤波电容的电流ic(t)加上流过电感的电流iL(t)得出：
iac(t)＝iL(t)+ic(t) (3)
根据以上理论分析可知，输入电流的相位超前主要由输入滤波电容引起，而且输入滤波电容上的电流在输入电压频率升高时对输入电流相位超前的影响更大，因此下面结合图2所示输入滤波电容上电流、输入电流、电感电流三者的相位关系矢量图研究解决方案。
未对输入滤波电容上的电流进行补偿的时候，输入电流，电感电流和滤波电容上的电流三者之间的相位关系矢量图如图2(a)所示，经过相位补偿后三者之间的相位关系矢量图如图2(b)所示。由于输入滤波电容上的电流会随着输入电压频率和输入电压幅值的变化而变化，因此需要根据输入电压频率f和幅值Vrms来实时调整θ的大小以达到最好的效果。
自适应相位补偿控制下的输入电压，滤波电容上的电流，理想情况下的输入电流和参考电流四者之间的实际波形如图3所示，其具体的数学关系如下：
以输入电压为基准，交流输入电压的有效值为Vrms，交流输入电压瞬时值可以表示为：
Figure BDA0004100875910000061
假设功率因数为1，则此时的输入电流瞬时值iideal(t)可以表示为：
Figure BDA0004100875910000062
其中，Pin为输入功率。
理想情况下，输入滤波电容上流过的交流电流可以计算如下：
Figure BDA0004100875910000063
设理想情况下需要的电感电流的参考电流iref(t)的表达式为：
iref(t)＝Iref·sin(2πft-θ) (7)
其中，θ为相位补偿量，Iref为参考电流的幅值。
假设设计的电流环的带宽足够高，此时电感电流可以完全跟上电流参考值，即：
iL(t)＝iref(t) (8)
根据KCL输入电流等于电感电流加上滤波电容上的电流可得：
iideal(t)＝iL(t)+ic(t) (9)
将式(5)，(6)，(7)，(8)代入式(9)可得：
Figure BDA0004100875910000064
求解上式：
Figure BDA0004100875910000065
Figure BDA0004100875910000071
进一步可以计算出：
Figure BDA0004100875910000072
Figure BDA0004100875910000073
所以：
Figure BDA0004100875910000074
由以上关系可知，要想实现接近1的功率因数必须随着输入电压的频率实时调整相位补偿量θ，那么接下来就需要实时检测输入电压信息。本发明公开了一种软件算法检测输入电压频率，误差在允许的范围内，可以实际应用。
通过软件来检测输入电压的频率，具体过程是：
第一步：将采样得到的正弦的输入电压信号取绝对值，得到图4所示半波正弦信号的输入电压采样值|Vin|。
第二步：通过程序设置两个滞环比较值VH和VL即可判断当前时刻是在半波内还是死区内，当正弦的半波信号|Vin|大于比较值VH时说明当前时刻的输入电压采样信号在半波内，当正弦的半波信号|Vin|小于比较值VL时说明当前时刻的输入电压采样信号在死区内。
第三步：当前时刻输入电压采样信号在半波内时，初始化计数器i为零，计数器开始计数，在下一时刻及其之后时间内第一次出现输入电压采样信号处于死区内时，结束计数器的计数操作，计数器开始计数到计数结束经历的时间对应一个开关周期的时间。
第四步：已知每个开关周期的时间t为6.67us,乘以计数器计数值n即可得到每个半波的时间，即可得到输入电压频率f＝1/(2nt)。
为了实现功率因数校正的功能，传统的Boost型PFC电路结构为一个二极管整流桥加一个Boost升压电路，整个电路中只有一个开关管，因此我们只需要对开关管进行控制便能够实现对电感电流的控制，使其跟踪输入电压，进而可以实现功率因数校正的目的。
实现本发明控制算法的架构如图5所示，使用了包含电压环和电流环的占空比前馈的控制方案。首先由输出电压采样值Vo与输出电压参考值Vref做差，其误差量Verr送入电压外环得到参考电流幅值IM，然后根据参考电流幅值IM与输入电压采样值|Vin|和补偿相位量θ得到电感电流参考值Iref，电感电流参考值Iref与电感电流的采样值IL做差得到电流误差量Ierr送入电流环得到占空比的变化量Δd，占空比的变化量Δd和占空比前馈量D累加后得到实际的占空比d，这是控制系统的控制方式。
综上，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法，其特征在于，
采用电压外环对输出电压采样值与输出电压参考值的误差进行调节以获取电感电流峰值；
根据电感电流峰值、输入电压采样值、相位补偿量θ计算电感电流参考值，
Figure FDA0004100875900000011
其中，C为输入滤波电容的容值，f为输入电压的频率，Vrms为输入电压有效值，Pin为输入功率；
采用电流内环对电感电流参考值与电感电流采样值的误差进行调节以获取占空比变化量；
对占空比变化量和占空比前馈量进行累加操作以获取单相PFC开关管的实际占空比。
2.根据权利要求1所述一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法，其特征在于，所述输入电压的频率的检测方法为：
采样输入电压并对输入电压采样信号进行取绝对值的操作；
选取用于判断当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于半波内或死区内的第一滞环比较值、第二滞环比较值，所述第一滞环比较值大于第二滞环比较值；
在当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于半波内时初始化计时器开始计数，在下一时刻及其之后时间内第一次出现输入电压采样信号的绝对值处于死区内时结束计数，计数器开始计数到结束计数所经历的时间为每个半波的时间；
根据每个半波的时间反演输入电压的频率。
3.根据权利要求2所述一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法，其特征在于，所述判断当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于半波内或死区内的具体方法为：当前时刻输入电压采样信号的绝对值大于第一滞环比较值时，当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于半波内；当前时刻输入电压采样信号的绝对值小于第二滞环比较值时，当前时刻输入电压采样信号的绝对值处于死区内。
4.根据权利要求2所述一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法，其特征在于，所述根据每个半波的时间反演输入电压的频率的表达式为：f＝1/(2nt)，其中，n为计数器的计数值，t为每个开关周期的时间，nt表示每个半波的时间。
5.实现权利要求1至4中任意一项所述一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法的控制系统，其特征在于，包括：
第一累加器，其一个输入端接输出电压采样值，其另一个输入端接输出电压参考值，计算得到输出电压采样值与输出电压参考值的误差；
电压外环，其输入端接所述第一累加器的输出端，对输出电压采样值与输出电压参考值的误差进行调节后，输出电感电流峰值；
计算单元，其输入端接电感电流峰值、输入电压采样值、输入滤波电容的容值、输入电压的频率、输入电压有效值、输入功率，根据输入滤波电容的容值、输入电压的频率、输入电压有效值、输入功率计算相位补偿量，根据电感电流峰值、输入电压采样值、相位补偿量计算电感电流参考值；
第二累加器，其一个输入端接电感电流参考值，其另一个输入端接电感电流采样值，计算得到电感电流参考值与电感电流采样值的误差；
电流内环，其输入端接第二累加器的输出端，对电感电流参考值与电感电流采样值的误差进行调节后，输出占空比变化量；及，
第三累加器，其一个输入端接电流内环的输出端，其另一个输入端接占空比前馈量，输出单相PFC开关管的实际占空比。
6.根据权利要求5所述一种解决宽变频下单相PFC输入电流相位超前的控制方法的控制系统，其特征在于，所述输入电压的频率通过存储在计算机存储介质上的软件算法实现。
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