CN203708561U - 基于微分跟踪的boost型半导体照明驱动电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种基于微分跟踪的BOOST型半导体照明驱动电路，包括驱动主电路和电流控制电路，本实用新型的技术效果在于，在传统平均电流原理基础上采用辅助电感缓冲电路和函数发生器平均电流双环控制，着重对辅助电感与函数发生器电流控制BOOST型驱动系统进行了优化。本系统没用传统控制方法中的乘法器，且无需检测电感电流，具有实现简单、系统成本，抗干扰能力强、响应速度快、适应输入电压和负载变化范围宽等优点，减小THD和EMI、开关应力，消除了低频振荡，功率因数接近为1，满足当今功率因数校正控制结构向简单化与高效稳定化的发展趋势。

Description

基于微分跟踪的BOOST型半导体照明驱动电路

技术领域

本实用新型涉及一种基于微分跟踪的BOOST型半导体照明驱动电路。

背景技术

随着半导体照明等电力电子设备的广泛应用，电网中电流谐波问题日益严重，谐波污染给电力本身和周围电磁环境带来一系列的危害，高效半导体照明驱动APFC技术又成为电力电子技术一个新的研究点[1-8]。目前常用的APFC技术包括平均电流、电流滞环、电流峰值等控制技术，目前平均电流模式控制（ACMC）法是目前应用比较多的一种控制方法。通过控制电流平均值，达到与输入整流电压同相位来实现功率因数校正，且输出电压稳定，电流环中有较高的增益带宽，跟踪误差产生的畸变很小，易接近于1的功率因数，且对躁声不敏感，稳定性较高，因而得到广泛应用。参见图1，输入电流信号由电感电流信号直接检测再与基准电流信号比较，其高频分量变化由电流误差放大器被平均化处理，放大的电流误差信号与锯齿波信号进行比较后，给主开关信Q提供了脉冲宽度调制(PWM)驱动信号，其信号性能决定了主开关的占空比，使得电感电流接近其平均值。但需要采用电感电流信号检测环及乘法器，控制结构较复杂、电路成本高，且乘法器的非线性失真大大增加了系统电流的谐波含量。

传统的Boost驱动电路具有许多的优点，但在具体应用之中还存在实际问题，如因二极管的反向恢复特性会产生电流冲击和尖刺纹波噪声,二极管由导通到截止有个反向恢复过程，在这期间二极管仍是导通的，假如及时与串联的开关器件开通，易产生很大的冲击电流，直流电源会瞬间短路，开关二极管与开关器件功耗急剧增大，有可能造成器件损坏，如3-1图所示。在主控电路中，当开关管Q导通时，升压电感L充电储能。开关管截止时，升压电感将电能经过二极管给电容C0充电，系统工作在电流连续模式，开关管再次导通时，二极管在反向恢复状态下，此期间输出电容瞬时高电压经过几乎短路的二极管D直接加在开关管两端，开关管受到瞬时峰值电流不良作用，二极管D节温也会升高，其反向恢复时间与开关管峰值电流时间都会增加，周而复始恶性循环，开关管开启电流冲击很大，续流二极管D与开关管Q容易损坏。同时开关管开启时在较大的电流冲击下，会在输入端带来尖刺纹波噪声，产生电磁干扰，严重影响电气设备运行的环境。

发明内容

为了解决目前Boost驱动电路所存在电路寿命短、容易产生电磁干扰、控制结构复杂、电路成本高的技术问题，本实用新型提供一种消除了低频振荡，具有实现简单、抗干扰能力强、响应速度快、适应输入电压和负载变化范围宽的基于微分跟踪的BOOST型半导体照明驱动电路。

为了实现上述技术目的，本实用新型的技术方案是，一种基于微分跟踪的BOOST型半导体照明驱动电路，包括驱动主电路和电流控制电路，所述的驱动主电路包括电源整流电路、升压电感L、开关管Q、辅助电感L_p、RCD缓冲电路、二极管D、电容C₀、检测电阻R_sen和LED负载，所述的电源整流电路的输出端通过升压电感L后并联开关管Q和辅助电感L_p，辅助电感L_p的另一端并联RCD缓冲电路和二极管D的正极，二极管D的负极串联至电容C₀，开关管Q、RCD缓冲电路和电容C₀的一端并联后再串联检测电阻R_sen后连接至电源整流电路，LED负载并联至电容C₀两端，所述的电流控制电路包括电流调节器、比较器、函数发生器、电压调节器和RS触发器，所述的电流调节器连接比较器的一输入端，所述的电压调节器经函数发生器连接至比较器的另一输入端，比较器的输出端连接至RS触发器的输入R端，电流调节器的输入端连接至驱动主电路的检测电阻R_sen，电压调节器的一输入端连接驱动主电路的LED负载，另一输入端接收外部参考电压V_ref，RS触发器的输入S端接收外部时钟脉冲信号，RS触发器的输出Q端连接至开关管Q，输出端连接函数发生器。

所述的一种基于微分跟踪的BOOST型半导体照明驱动电路，所述的RCD缓冲电路包括缓冲电阻R_P、缓冲二极管D_P和缓冲电容C_P，所述的缓冲电阻R_P和缓冲二极管D_P并联后再串联缓冲电容C_P。

本实用新型的技术效果在于，在传统平均电流原理基础上采用辅助电感缓冲电路和函数发生器平均电流双环控制，着重对辅助电感与函数发生器电流控制Boost型驱动系统进行了优化。本系统没用传统控制方法中的乘法器，且无需检测电感电流，具有实现简单、系统成本，抗干扰能力强、响应速度快、适应输入电压和负载变化范围宽等优点，减小THD和EMI、开关应力，消除了低频振荡，功率因数接近为1，满足当今功率因数校正控制结构向简单化与高效稳定化的发展趋势。

下面结合附图对本实用新型作进一步说明。

附图说明

图1为现有基于ACMC的Boost型LED驱动器电路图；

图2为本实用新型驱动主电路的电路图；

图3为本实用新型电流控制电路框图；

图4为本实用新型在一个周期内的电流控制波形图；

图5为本实用新型的电流调节器的结构示意图；

图6为本实用新型的电压调节器的结构示意图；

图7为基于函数发生器的新型电流控制法稳定性分析图；

图8为交流输入电压、电流波形图；

图9为整流后输入电压、电流波形图；

图10为系统输出电压波形图。

具体实施方式

参见图2、图3，本实用新型包括驱动主电路和电流控制电路，驱动主电路包括电源整流电路、升压电感L、开关管Q、辅助电感L_p、RCD缓冲电路、二极管D、电容C₀、检测电阻R_sen和LED负载，电源整流电路的输出端通过升压电感L后并联开关管Q和辅助电感L_p，辅助电感L_p的另一端并联RCD缓冲电路和二极管D的正极，二极管D的负极串联至电容C₀，开关管Q、RCD缓冲电路和电容C₀的一端并联后再串联检测电阻R_sen后连接至电源整流电路，LED负载并联至电容C₀两端，电流控制电路包括电流调节器、比较器、函数发生器、电压调节器和RS触发器，电流调节器连接比较器的一输入端，电压调节器经函数发生器连接至比较器的另一输入端，比较器的输出端连接至RS触发器的输入R端，电流调节器的输入端连接至驱动主电路的检测电阻R_sen，电压调节器的一输入端连接驱动主电路的LED负载，另一输入端接收外部参考电压V_ref，RS触发器的输入S端接收外部时钟脉冲信号，RS触发器的输出Q端连接至开关管Q，输出端连接函数发生器。RCD缓冲电路包括缓冲电阻R_P、缓冲二极管D_P和缓冲电容C_P，缓冲电阻R_P和缓冲二极管D_P并联后再串联缓冲电容C_P。

为了解决传统主控电路续流二极管D与开关管Q容易损坏的问题，本实用新型在升压电感后串联一辅助小电感L_P，如图2所示。开关管Q导通时，二极管D在反向恢复状态下，输出端瞬时直流高压经过几乎“短接”的二极管D，再由开关管与电感L_P两者承担，且电感L_P上电流不会突变。开关管上不再产生很大的冲击电流，二极管D结温不会大幅度上升，器件的安全及系统可靠性得到了有力的保障。

为了仰制电磁干扰避免因高压过流致使器件二次击穿及减小开关损耗，主控电路使用了RCD缓冲电路，如图2所示。由R_P，D_P，C_P组成，其参数可作如下计算。

$C_p=\frac{L_z{I_0}^2}{{V_e}^2}---\left(1\right)$

其中，Lz为主回路杂散电感，I₀为器件关断时的漏极电流，Ve为缓冲电容的电压稳压值。

$R_p\≤\frac{1}{6C_p{f}_s}---\left(2\right)$

其中，f_s为开关频率。D_p吸收二极管使用性能较好的快恢复二极管，其额定电流值大于主电路器件额定电流的十分之一。

提出的函数发生器的新型电流控制方法是基于系统微分约束关系，利用已知状态量在一个开关周期内对系统电流做出预测性控制，来预测下个采样时刻的电流，再以某种最优控制策略来计算当前的控制状态并加以控制，使得电流误差为最小并迫使下个采样时刻的实际电流以最优特性跟踪其参考电流来实现相应功能。其控制电路中没采用电感电流信号检测环及乘法器，所有的一个半波内的占空比都将由预测控制策略在前一个半波内产生，然后根据前后两者误差来确定当前控制的策略，预测电流控制技术更符合被控过程的实际特性，系统稳定且性能得到大大提高。

系统控制原理如图3所示，没有电感电流检测环和传统的乘法器，增加了一个产生最优控制的函数发生器。由图可知LED驱动系统的输出电压V_O反馈给电压调节器，再与参考电压信号V_ref比较后产生电压误差信号V_n并送入函数发生器，以最优控制策略产生一个函数输出信号V_fun，用来作为电流比较参考信号即电流跟踪信号。整流后的输入电流i_in经检测电阻R_sen检测后反馈给电流调节器，经过电流调节器后与函数发生器输出的电流基准信号比较后送入RS触发器的复位端，触发器的Q端输出信号与时钟信号作用来驱动功率开关管，触发器的端用来复位函数发生器，使这个周期的误差不影响下一个开关周期，并产生下一个采样电流的基准参考电压值。通过具有最优控制策略的函数发生器进行驱动控制，使输入电流i_in很好地跟踪输入电压v_in，大大提高了整个Boost型LED驱动器的功率因数且输出电压V_O保持稳定。

下面分析系统最优控制策略，仅以研究电感电流连续模式为例，函数发生器的新型电流控制法在一个周期内的电流控制波形如图4所示。

减小谐波污染提高功率因数目的就是使输入电流跟踪输入电压、相位差为零，即

f(i_in)=v_in/R_e   （3）

其中i_in、v_in为整流后的输入电流、输入电压，R_e为系统等效电阻。基于函数发生器的新型电流控制法是通过最优控制函数发生器，使系统主电流零相位跟踪整流后的输入电压。从图4可以看出，为了使电感电流即输入电流i_in在一个周期内的平均值等于电流函数f(i_in)的平均值，则该系统电流控制法的控制策略为：

$i_{\mathrm{in},t}=\frac{v_{\mathrm{in}}}{R_e}+\frac{V_O-v_{\mathrm{in}}}{2L}(1-D)T_S=f\left(i_{\mathrm{in}}\right)+\frac{(V_O-v_{\mathrm{in}})(T_S-t)}{2L}---\left(4\right)$

由Boost变换器主电路的基本分析，结合图3-4中的参数，则电感电流连续模式下输入电压、输出电压的关系为：

V_O/v_in=1-t/T_S   （5）

联合式4、5，则有函数发生器的新型电流控制Boost型LED驱动器控制策略:

$i_{\mathrm{in},t}=\frac{V_O}{R_e}(1-t/T_S)+\frac{V_O}{2L}(t-t^2/T_S)---\left(6\right)$

由于则函数发生器的控制策略有：

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{fun}}\left(t\right)=i_{\mathrm{in},t}{R}_{\mathrm{sen}}=V_n(1-t/T_S)+\frac{V_O{R}_{\mathrm{sen}}}{2L}(t-t^2/T_S)\\ =-\frac{V_O{R}_{\mathrm{sen}}}{2L{T}_S}{t}^2+(\frac{V_O{R}_{\mathrm{sen}}}{2L}-\frac{V_n}{T_S})t+V_n\end{array}---\left(7\right)$

根据分析，利用函数发生器按照以上相应参数关系来产生电流比较的基准信号，输入电流会很好地跟踪输入电压来实现高功率因数，并且电压输出稳定。

以下作出控制环设计及稳定性分析：

（1）.电流环设计

电流补偿环电路是本控制系统设计关键之一，它使电流工作稳定且电感平均电流有较好的动态跟踪能力、有较高的低频增益、较宽的中频增益、合理稳定裕量和较强的开关纹波抑制能力。

如图5所示，电流调节器采用一个具有两个极点、一个零点的补偿网络G_S(S)，用来补偿主电路高阶传递函数，如下：

$G_S\left(S\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_i(1+s/{\mathrm{\ω}}_z)}{s(1+s/{\mathrm{\ω}}_p)}---\left(8\right)$

其中 ${\mathrm{\ω}}_i=\frac{1}{R_1(c_1+c_2)},{\mathrm{\ω}}_z=\frac{1}{R_2{C}_1},{\mathrm{\ω}}_p=\frac{c_1+c_2}{R_2{c}_1{c}_2}.$

通过调整参数ω_i、ω_z、ω_p来满足系统的开环频域指标，满足较大的低频增益、中频增益、合适稳定裕量及较强的抗干拢能力。随后通过仿真验证了它较好的动态性，使输入电流更好地跟踪输入电压波形，通过检验系统主电流i_in与输出电压（V_O）来实时调整功率开关的占空比，输出电压更稳定。

（2.）电压环设计

电压调节器在输入电压和输出负载的全部波动范围内都能调节输出电压使之稳定在额定值，调节器G_u(S)输出V_n随输入电压和输出负载变化而变化。两者若不协调，导致输入电流畸变或对负载波动反应迟缓，调节性能达不到要求，在一个工频周期内V_n保持相对恒定就使得电感电流波形不会畸变，也可以通过限制电压环的开环幅频特性带宽和适合的相位裕量解决问题。

电压调节器如图6所示，其传递函数为：

$G_u\left(S\right)=\frac{k}{S(1+s/{\mathrm{\ω}}_p)}---\left(9\right)$

若ω_p=2/CR₁则

$G_u\left(S\right)=\frac{g}{S}(1+\frac{{\mathrm{CR}}_{1S}}{2})---\left(10\right)$

其中g为调节比例系数，G_ud(S)为电压环传递函数，电压环的开环函数为

$G_o\left(S\right)=G_{\mathrm{ud}}\left(S\right)\×G_u\left(S\right)=g/s\×\frac{R_1{v_{\mathrm{in}}}^2}{2k{V}_o}---\left(11\right)$

（3）.稳定性分析

结合前面基本思想和策略的分析，对函数发生器的新型电流控制法进行稳定性分析，如下图所示。其中T_S为开关周期，D为稳态占空比，d为扰动占空比，△i_in(n)为电流i_in(n)的初始扰动，在一个开关周期后电流扰动为△i_in(n+1)，稳定性分析就是研究电路能否消除振荡，这里分析电流扰动比即可。

在图7中，结合式4有方程式：

$I_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{v_{\mathrm{in}}}{R_e}+\frac{v_O-v_{\mathrm{in}}}{2L}(1-D)T_S---\left(12\right)$

其中，D为占空比，0<D<1。

令电流为i_in(n)→i_in(n+1)所对应的斜率分别为k₁、k₂，则：

$k_1=\frac{v_{\mathrm{in}}}{L}=\frac{(1-D)V_O}{L}---\left(13\right)$

$k_2=\frac{V_O-v_{\mathrm{in}}}{L}---\left(14\right)$

由输出电压V_O是常量，输入电压变化得缓慢，可认为k₁、k₂保持不变，由图7分析可得出，

$\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{in}}(n+1)/\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{in}}\left(n\right)=1-\frac{1}{\frac{1}{2}-\frac{1}{2}(D-d)+\frac{L}{R_e{T}_S}}---\left(15\right)$

因扰动△i_in(n)很小，D-d≈0则：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{in}}(n+1)/\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{in}}\left(n\right)=1-\frac{1}{\frac{1}{2}+\frac{L}{R_e{T}_S}}---\left(16\right)$

因所以△i_in(n+1)/△i_in(n)<1。

由以上分析可知，函数发生器的新型电流控制法的驱动系统很稳定，消除了低频振荡。

为了验证函数发生器的新型电流控制Boost型LED驱动器控制策略的有效性，对本控制系统进行建模与仿真，部分仿真参数如下，输入电压v_r为正弦220V，50Hz交流电压，输出电压设定为400V，负载LED电阻为60Ω，时钟信号开关频率为20KHz，输出电容C_O为470uF，电感L为2mH，检测电阻R_sen为1Ω。从图（8）～（10）所展现的波形可以看出不论是交流输入还是整流后，输入电流完全跟踪输入电压波形变化，实现了零相位，且控制系统输出性能稳定，总谐波干扰很小，减小了对电网的污染，而且系统输出电压稳定。

Claims (2)

1.一种基于微分跟踪的BOOST型半导体照明驱动电路，其特征在于，包括驱动主电路和电流控制电路，所述的驱动主电路包括电源整流电路、升压电感L、开关管Q、辅助电感L_p、RCD缓冲电路、二极管D、电容C₀、检测电阻R_sen和LED负载，所述的电源整流电路的输出端通过升压电感L后并联开关管Q和辅助电感L_p，辅助电感L_p的另一端并联RCD缓冲电路和二极管D的正极，二极管D的负极串联至电容C₀，开关管Q、RCD缓冲电路和电容C₀的一端并联后再串联检测电阻R_sen后连接至电源整流电路，LED负载并联至电容C₀两端，所述的电流控制电路包括电流调节器、比较器、函数发生器、电压调节器和RS触发器，所述的电流调节器连接比较器的一输入端，所述的电压调节器经函数发生器连接至比较器的另一输入端，比较器的输出端连接至RS触发器的输入R端，电流调节器的输入端连接至驱动主电路的检测电阻R_sen，电压调节器的一输入端连接驱动主电路的LED负载，另一输入端接收外部参考电压V_ref，RS触发器的输入S端接收外部时钟脉冲信号，RS触发器的输出Q端连接至开关管Q，输出端连接函数发生器。

2.根据权利要求1所述的一种基于微分跟踪的BOOST型半导体照明驱动电路，其特征在于，所述的RCD缓冲电路包括缓冲电阻R_P、缓冲二极管D_P和缓冲电容C_P，所述的缓冲电阻R_P和缓冲二极管D_P并联后再串联缓冲电容C_P。