CN101253461B

CN101253461B - 用于能源特别是光致电压源的功率转换器的单级变换器装置及相关控制方法

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Publication number: CN101253461B
Application number: CN2005800510272A
Authority: CN
Inventors: L·埃吉滋诺; N·菲米亚; D·格兰诺滋欧; G·帕特纳; G·斯帕古诺洛; M·维特利
Original assignee: UNI DEGLI STUDI DI SALERNO
Current assignee: UNI DEGLI STUDI DI SALERNO; Universita degli Studi di Salerno
Priority date: 2005-07-13
Filing date: 2005-12-20
Publication date: 2010-09-29
Anticipated expiration: 2025-12-20
Also published as: DE602005023069D1; PT1902349E; HK1124670A1; EP1902349B1; CN101253461A; WO2007007360A2; WO2007007360A3; ATE478372T1; US20100265747A1; US8189352B2; ITSA20050014A1; EP1902349A2; CA2613038C; ES2350744T3; CA2613038A1

Abstract

本发明涉及一种用于功率转换器的单级变换器，包括开关装置(M1-M4)能周期性连接能源(1)，特别是光致电压源到电力网或者电网(2)，开关装置(M1-M4)由根据开关装置(M1-M4)的单一切换周期控制操作的控制电子装置(10，20)控制，操作和电路装置参数是这样的以满足对一个或更多操作条件同时优化最大功率点跟踪或MPPT(最大功率点跟踪)和输出功率因数或PF输出(功率因数输出)的一系列限制。本发明还涉及相关的控制方法和调整这种装置的相关方法。

Description

用于能源特别是光致电压源的功率转换器的单级变换器装置及相关控制方法

本发明涉及一种用于能源(特别是可再生能源，最好是光致电压源)的功率电子转换器的单级变换器装置，它具有交流输出和直流输入(dc-ac)，并且基于所谓的切换单周期控制或者OCC技术，还具有最大功率点跟踪或者MPPT，这是静态的或者通过Perturb & Observe(即P & O)技术可能动态适应的。该装置是简单、可靠、有效、精确并且便宜的，同时确定MPPT控制与dc-ac转换器的输出功率因数或者PF输出的最佳特性，以致于通过动态适应光致电压场的操作即时条件也可能取得光致电压场的实际最大功率点跟踪。

本发明还涉及调整这种变换器装置的特征参数的相关方法和相关的控制方法。

在下面的描述中对用于已知为所谓的“电网连接”系统(连接到交流电能配电网)的能量光致电压源的单相功率dc-ac转换器的应用作出详细说明，但是应该理解为根据本发明的变换器装置(和相关的控制方法)可以应用到任何能源，特别是可再生能源，例如燃料电池、风轮机和其它的具有可变最大功率点，或更通常地在输入处的最大能量有利点最大能量有利点和在输出处的限定PF输出的能源的单相和多相转换器。更普遍的，根据发明的变换器装置可以应用于用于任何能源的转换器，能源由与生产的能源、能量效率、应力分量程度、寿命或者限定特定能源的任何其它评估因数相比被认为优先的特定具体的操作条件的存在而表征，并且由于气候上或者物理因素或者任何自然因素，其条件是可变的，其是可控或者不可控的，可预测或者不可预测的，并且通过源输出电特性曲线之一的特定点可确认，特性曲线例如功率-电压、功率-电流、电压-电流、电流-电压、效率-电压、效率-电流或者其它相似的曲线。

已知的是，用于被称作“电网连接”的光致电压系统的电子功率转换器能完成两个功能，从光致电压场(MPPT)中提取最大功率和把提取的功率传送给具有高输出功率因数(PF输出)的交流或者AC网络，其中电流与电压同相并且呈现低谐波畸变。

市场目前提供几种光致电压变换器，通常基于两极结构，用于单相应用的如图1所示的类型，其介于光致电压源1和ac电能分布网2之间。由于MPPT和具有PF输出控制的dc-ac转换这两个功能的分离：第一个通过dc-dc转换器3实现，其由连接到电源1的输出的最大功率点跟踪MPPT模块4控制，同时dc-ac转换功能通过dc-ac转换器5实现，其由连接到电网2的输入的模块6控制，这样的结构给设计和实施带来一些简易性作为主要优点。

通过每一级控制器的仔细设计，根据从光致电压场1的能量提取的效率和从光致电压场1到电网2的电子转换效率能获得令人满意的性能。

但是，这样的系统呈现了一些缺点和局限，例如：两个功率级分量的高成本；在低电流水平时的性能衰退；由于通过高电容体积电容器7而使经过dc总线的能量通路维持不变造成的基本缓慢动态；稳定体积电压而不抑制电网第二谐波脉动的需要。

因为光致电压系统的成本的大约50％由光致电压模块的成本构成并且30-40％由光致电压变换器构成，对于产生电能的可再生源的更广阔分布的使用来说，减小后者的花费确定是引起关注的诱因，这样能满足分布的社会、经济和环境需要。

因此，在最近几年，一些装置已经被发展试图解决光致电压变换器花费的问题。这些方案基于：

-使用单级转换器，其中MPPT、dc-ac转换和PF输出控制的功能集成在单个电源电路；

-集成控制技术的发展允许获得MPPT、dc-ac转换和PF输出控制的组合功能；和

-集成在微型芯片上的控制电路的实现，被发展和优化以确保单级光致电压变换器所需的功能以相对于源光致电压场的特征的加强和适应的方式实现。

特别地，Y.Chen和K.Ma.Smedley，最近在“A cost-effective single-stage inverter withmaximum power point tracking”，IEEE Transaction on Power Electronics，Vol.19，No.5，2004年9月，1289-1294页中已提出了OCC控制的应用到光致电压使用的单级变换器，如图2中所示，其中dc-ac转换器，在它的输入连接到光致电压源1并且在它的输出连接到电网2，包括四个半导体电源开关M1-M4(最好通过相应的MOSFET或者IGBT实现)。单级变换器由驱动单元8控制，其通过用于在一个切换周期中控制转换器的电压的单周期控制技术，基于在同一转换器的输入和输出的某一电量值操作。更详细地，同样如K.M.Smedley，S.Cuk，“One-cycle control of switching converters”，Power Electronics，在1995年11月第6期第10卷第625-633页的IEEE Transactions上公开的，OCC技术是非线性控制技术，其根据线路噪声衰减和响应速度提供重要的优点，其基于适当变量(电压或电流)的积分函数，具有切换波形，以便施加它的平均值，平均值等于由控制参考信号(特别是控制电压Vc)所指示的值。

但是，意图用于光致电压MPPT应用的图2的OCC控制器19的调整需要恰当的设计/电路方法和电路参数的精确设定，以便能真正获得与目前良好性能的双级系统相比具有最优化性能的MPPT控制和PF输出。在图2的系统中，通过变换器功率从光致电压源1传递到电网2，由于控制电路8在线路2的频率的每半个周期中，变换器作为所谓的降压(buck)转换器(也就是通过改变连接输入到输出的开关的占空比提供输出平均电压低于输入dc电压的dc-dc转换器，也就是开关闭合的时间周期与控制开关的周期信号的周期之间的比例)进行操作。

通过观察图2，内部的脉宽调制PWM回路以高速度为特征并且它决定了连续周期获得跟随ac线电压v_o(t)波形的准正弦输出电流所需的占空比值。作为代替，外部回路旨在供给MPPT功能并且它根据从光致电压场1中提取的最大功率调节输出功率。

在下面提出的描述和权利要求中，将使用如下的符号与电量之间的对应关系：

-vg(t)表示由光致电压场1产生的瞬时电压；

-vm(t)表示由下面的公式定义的电压瞬时值

v_{m} (t) = (\frac{V_{c} - K_{g} \cdot v_{g} (t)}{R_{1} C_{1}}) \cdot T_{s}

其中K_g是常数，Ts是功率级的切换周期，也就是变换器开关M1-M4的切换周期，并且其它量基于图2可立刻理解；

-vo(t)表示电网2的电压的瞬时值；

-io(t)表示变换器输出电流的瞬时值；

-d(t)表示变换器占空比的瞬时值；

-vg，vm，vo，io和d表示瞬时平均值，也就是各个瞬时变量vg(t)，vm(t)，vo(t)，io(t)和d(t)的切换周期Ts上计算的平均值；

-Vg和Vm表示相应的瞬时变量vg(t)和vm(t)在电网2的电压vo(t)的周期Tgrid上计算的平均值；并且

-Vo和Io表示相应的瞬时变量vo(t)和io(t)在电网2的电压vo(t)的周期Tgrid上计算的有效值。

仍然参考图2，如由Chen和Smedley公开的，如果输出电流i_o(t)与电网电压v_o(t)成比例，那么OCC控制确保高PF输出，也就是如果：

i_o＝(K₁-K₂)·v_o [1]

其中K₁和K₂是正的常数，它们的值决定了变换器的操作功率等级。

根据乘法公式[1]通过感应阻抗R_s并考虑降压转换器的转换率，等于

d＝vo/V_g

其中d是占空比并且V_g是光致电压场1的dc电压在电网2的电压vo(t)的周期Tgrid上的平均值，公式[1]变成：

R_s·i_o＝R_s·K₁·v_o-R_s·K₂·v_o＝R_s·K₁·v_o-R_s·K₂·v_g·d＝K·v_o-v_m·d [2]

其中

K＝R_s·K₁并且

v_m＝R_s·K₂·v_g [3]

因此：

K·v_o-R_s·i_o(t)＝v_m·d [4]

公式[4]建立了用于通过图2的内部回路实现OCC控制的基本关系。

平均输出功率P_o能从公式[2][3]和[4]中导出：

P_{o} = V_{o} \cdot I_{o} = V_{o} \cdot (\frac{K - \frac{V_{m}}{V_{g}}}{R_{s}}) \cdot V_{o} = \frac{V_{o}^{2}}{R_{s}} \cdot (K - \frac{V_{m}}{V_{g}}) - - - [5]

其中V_o和I_o分别是输出电压和电流v_o(t)和i_o(t)的有效值。根据图2和公式[3]它遵循：

v_{m} = (\frac{V_{c} - K_{g} \cdot v_{g}}{R_{1} C_{1}}) \cdot T_{s} - - - [6]

其中K_g是常数，R1·C1是积分电路9的时间常数T，并且Vc是控制电压。

因此，输出功率P_o等于：

P_{o} = \frac{V_{o}^{2}}{R_{s}} (K + \frac{K_{g} T_{s}}{R_{1} C_{1}} - \frac{V_{c} T_{s}}{V_{g} R_{1} C_{1}}) - - - [7]

公式[7]给出了变换器输出功率P_o作为参数K、K_g、V_c、R₁、C₁、R_s和T_s的函数。特别地，它指出为了最大化变换器输出功率P_o，也就是光致电压场1的输出功率，适当选择前述的参数是必要的。

为了OCC控制器19的稳定操作，Chen和Smedley已经指出了下面的条件：

R₁C₁＜T_s [13]

V_{c} &GreaterEqual; K_{g} V_{g} + \frac{({2 V}_{o, \max} - V_{g}) R_{s} R_{1} C_{1}}{2 L} - - - [14]

其中V_c是控制电压并且V_o，max是由输出电压v_o(t)假定的最大电压。因此，表征图2的系统的OCC控制器19，在光致电压应用中确定它的性能的参数是可操作参数Kg、V_c和K，以及电路参数R1、C1、Rs。

但是，由于上面的限制[13]和[14]不确保光致电压单级变换器在任何操作条件例如在可变日光条件下都以最大功率点跟踪(MPPT)和高PF输出的实际操作的事实，由Chen和Smedley提出的转换器，参考图2所示，遭受一些缺点。

事实上，为了获得加强的PF输出控制，需要在任何在操作范围[S_min，S_max]内的太阳辐照度S下，旨在确保OCC控制器19能根据公式[4]正确地调节输出电流i_o(t)并根据公式[5]正确地调节输出功率P_o。平均功率P_o通过项V_m/V_g由依赖于辐照度S的项(K-V_m/V_g)调节。这种比率出现在公式[5]中并因此光致电压场1的电压振动转化为强烈影响输出电流i_o(t)波形的项v_m(t)/v_g(t)。

换句话说，Chen和Smedley已经指出了允许无限方案(尽管相应的来自光致电压场的功率提取效率的水平低于最大值)的设计公式，但是他们还不能给出用于设定前述参数的清楚和明确的方针，而且问题的系统处理和解决方案策略在技术科学文献中也不可得。事实上，Chen和Smedley仅仅陈述了一个基于反复试验(trial-and-error)方法的解决方案的例子，因为它是非系统方法的结果并且它不能给出确保良好性能的结果，所以在科学技术上和感兴趣的应用上是很少的。

因此，应用于现在的可获得的光致电压单级变换器的OCC技术不以可靠和有效的方式包括MPPT功能，同时也最优化PF输出，并且它不包括用于最优确定或设定参数的方法。事实上，OCC单级变换器的操作点的位置由在p-v(功率-电压)平面中的静态曲线所确定，其不与光致电压场的p-v曲线相交在与不同日光等级相关的最大功率点相应的点上，除了特定的和不可预知的日光值。

因此本发明的目的是提供一种OCC单级变换器，能同时最优化dc-ac转换器的MPPT控制和输出PF输出，转换器连接在能源，特别是光致电压源和电网之间，其参数值的设定以固定方式确定，允许实现变换器操作点的静态曲线，更优选一组静态曲线，其尽可能接近能源例如光致电压场的最大功率MPP点的位置，根据操作条件变化的描述，例如日光、温度和光致电压场面板的效率衰减。

本发明的另一个目的是提供OCC单级变换器，其控制器具有一组在能源操作条件变化时以动态变化方式确定的参数值。

本发明进一步的目的是提供这样一种光致电压变换器，其简单、可靠、有效、精确并且便宜。

因此本发明提供一种单级变换器装置，用于从DC能源到具有至少一相且脉动频率为ω_grid的电AC电网的功率转换器，它包括开关装置，该开关装置周期性地闭合和打开，其周期T_s低于脉动频率ω_grid所对应的周期T_grid，该开关装置与DC能源连接，能将平均值V_g的电压v_g(t)输出到电网，使得单级变换器装置输出电流i_o(t)与电网的至少一个相的电压v_o(t)同相，电压v_o(t)的最大值是V_o，max，开关装置由控制电子装置来控制，控制电子装置对开关装置的单一切换周期进行控制而操作，L是该单级变换器装置的输出电感，该单级变换器装置包括与电网串联连接且其阻抗为R_s的检测电阻，控制电子装置包括：

具有τ＜T_s的时间常数τ的可重置积分电路，其输入端接收电压信号(V_c-K_g*v_g(t))，该电压信号等于控制电压V_c与DC能源的输出电压v_g(t)乘以第一因数K_g所得到的乘积电压之间的差，

比较器装置，能输出一信号，该信号用于表示在检测电阻上的压降[R_s·i_o(t)]的绝对值与积分电路的输出信号和电网的电压v_o(t)乘以第二因数K所得到的乘积电压[K·v_o(t)]的绝对值之和的比较结果，和

发生器装置，能接收来自比较器装置的输出信号和与AC电网的电压v_o(t)同步的信号，以提供用于控制开关装置的一个或多个信号，

控制电压V_c和第一因数K_g是这样的以满足下面的第一限制条件：

V_{c} &GreaterEqual; K_{g} V_{g} + \frac{({2 V}_{o, \max} - V_{g}) R_{s} τ}{2 L}

该单级变换器装置的特征在于：它满足第二限制条件V_c＞K_g(V_g+ΔV_g)，由此积分电路的输入信号一直为正；

它满足第三限制条件V_g-ΔV_g＞(1+K)·V_o，max，由此在任何时刻开关装置的输入电压高于其输出电压；

并且它满足第四限制条件，由此

K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 - γ) \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\min} \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\max}

\frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\min} \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\max} \leq K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 + γ)

其中：

ΔV_g是电压v_g(t)的振荡的“峰-到-峰”振幅，

V_m表示相应的瞬时变量v_m(t)在周期T_grid上计算的平均值，

P_o(S)是针对操作条件设置S的单级变换器装置输出平均功率，

P_g，MPP(S_max)是对应操作条件设置最大值S_max的可由DC能源输送的最大功率，

α是第一过载系数，且α≥1，并且

γ是第二系数，且γ＜1。

本发明还提供一种用于控制单级变换器装置的开关装置的单一切换周期方法，单级变换器装置用于从DC能源到具有至少一相且脉动频率为ω_grid的电AC电网的功率转换器，其中开关装置周期性闭合和打开，其周期T_s低于脉动频率ω_grid所对应的周期T_grid，该开关装置与DC能源连接，能将平均值V_g的电压v_g(t)输出到电网使得每一相的单级变换器装置输出电流i_o(t)与电网的同一相的电压v_o(t)同相，电压v_o(t)的最大值是V_o，max，该方法包括下面的步骤：

A.根据τ＜T_s这样的时间常数τ对电压信号(V_c-K_g*v_g(t))进行积分，该电压信号(V_c-K_g*v_g(t))等于控制电压V_c与DC能源的输出电压v_g(t)乘以第一因数K_g所得的乘积电压之间的差，

B.将与电网串联连接且阻抗为R_s的检测电阻上的压降[R_s·i_o(t)]的绝对值与步骤A的积分结果和电压[Kv_o(t)]的绝对值之和进行比较，其中电压[K·v_o(t)]等于电网的电压v_o(t)乘以第二因数K，并且

C.基于步骤B的比较结果以及与AC电网的电压v_o(t)同步的信号，生成用于控制开关装置的一个或多个信号，

V_{c} &GreaterEqual; K_{g} V_{g} + \frac{({2 V}_{o, \max} - V_{g}) R_{s} τ}{2 L}

其中L是变换器装置的输出电感，该方法的特征在于：

在步骤A中控制电压V_c和第一因数K_g满足第二限制条件V_c＞K_g(V_g+ΔV_g)，由此积分的电压信号一直为正；

第二因数K满足第三限制条件V_g-ΔV_g＞(1+K)·V_o，max，由此开关装置的输入电压高于其输出电压；并且

K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 - γ) \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\min} \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\max}

\frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\min} \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\max} \leq K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 + γ)

其中：

ΔV_g是电压v_g(t)的振荡的“峰-到-峰”振幅V_m表示相应的瞬时变量v_m(t)在周期T_grid上计算的平均值，

P_o(S)是针对操作条件设置S的单级变换器装置输出平均功率，

α是第一过载系数，且α≥1，并且

γ是第二系数，且γ＜1。

本发明进一步提供一种用于调整变换器装置的方法，其中阻抗R_s、时间常数τ、控制电压V_c、第一因数K_g和第二因数K的值是这样的以使选自下列的至少一个指标数字达到最小：

第一幅指标数字Ψ₁，等于

Ψ₁＝P_g，MPP(S_min)-P_o(S_min)

其中P_g，MPP(S_min)是在S_min处评估的DC能源的最大功率，P_o(S_min)是在S_min处评估的单级变换器装置的输出功率，

第二幅指标数字Ψ₂，等于

Ψ₂＝P_g，MPP(S_max)-P_o(S_max)

其中P_g，MPP(S_max)是在S_max处评估的DC能源的最大功率，P_o(S_max)是在S_max处评估的单级变换器装置的输出平均功率，

第三幅指标数字Ψ₃，等于可由DC能源输出的最大功率P_g，MPP(S)与操作条件设置S的整个范围[S_min，S_max]上的单级变换器装置输出平均功率P_o(S)的均方根偏差，整个范围[S_min，S_max]被离散化为N个分布级，也就是：

Ψ_{3} = \sqrt{Σ_{k = 1}^{N} \frac{{[P_{g, MPP} (S_{k}) - P_{o} (S_{k})]}^{2}}{P_{g, MPP}^{2} (S_{k})}}

其中k是范围[1，N]中的整数，S_k是范围[S_min，S_max]的第k个离散点，P_g，MPP(S_k)是在S_k处评估的DC能源的最大功率，P_o(S_k)是在S_k处评估的单级变换器装置的输出平均功率，

其中S_min是操作条件设置S中的最小值，S_max是操作条件设置S中的最大值，由此在范围[S_min，S_max]内P_g，MPP(S)分别假定最小值P_g，MPP(S_min)和最大值P_g，MPP(S_max)。

现在将通过特别参考附图的的图形，根据其优选实施例，以举例说明而不是以限制的方式，描述本发明，其中：

图1示意性示出了现有技术的两级变换器装置；

图2示意性示出了现有技术的单级变换器装置；

图3示出了根据本发明的装置的最优实施例，具有参数的第一调整；

图4示出了图3的装置的输出功率-电压特性曲线；

图5示出了分别在两个操作条件下的来自图3的装置的输出电流；

图6示出了图3的装置的输出功率-电压特性曲线，具有参数的第二调整；

图7示出了分别在两个操作条件下的来自具有图6的特性曲线的装置的输出电流；

图8示出了图3的装置的输出功率-电压特性曲线，具有参数的第三调整；

图9示出了分别在两个操作条件下的来自具有参数的第三调整的图3的装置的输出电流；

图10示出了在可变操作条件下的具有参数的第三调整的图3的装置的动态性能的第一幅图；

图11示出了在可变操作条件下的具有参数的第三调整的图3的装置的动态性能的第二幅图；

图12示出了不依据本发明的第一装置的性能图；

图13示出了不依据本发明的第二装置的性能图；

图14示出了具有参数的第三调整的图3的装置的内部信号与不依据本发明的第三装置的类似内部信号相比较的第三图；

图15示出了不依据本发明的第三装置的性能图；

图16示出了不依据本发明的第四装置的性能图；

图17示出了不依据本发明的第四装置的性能图；

图18示出了依据本发明的装置的第二实施例；

图19示出了图18的装置的输出功率-电压特性曲线；

图20示出了图18的装置的性能图；

图21示出了图18的装置的内部信号的图；

图22示出了在可变操作条件下的图18的装置的性能图；

图23示出了图18的装置的内部信号和输出电流的细节；并且

图24示出了在可变操作条件下的图18的装置的另一幅性能图。

在这些图中，同样的元件由相同的参考数字表示。

发明人已经开发了一种用于设定光致电压单级变换器的控制电路的最优参数的新方法，基于单周期控制技术， (也就是操作参数Kg、V_c和K，以及电路参数R1、C1、Rs)，其允许划定变换器操作区域的界限，它的点位于离给定特性的光致电压场的最大功率点MPP固定的距离内。

最优化方法的第一步包括仅仅限定参数值设定的搜索空间，由表示要满足的限制条件的公式所表示，达到确定在参数空间(SP)内的可接受区域(RA)。特别地，发明人已经发展了一些代表对变换器PF输出的限制条件的新公式，其在来自变换器必须维持的光致电压场的功率的整个范围中有效。

此外，发明人已经发展了三幅指标数字，其允许根据从光致电压场提取的最大功率评估MPPT OCC控制器的质量。

此外，基于上述的限制公式和指标数字，由发明人提出的最优化方法确定了成组的OCC控制器最优参数以划分最大功率点跟踪(MPPT)的区域。

基于上述，发明人提出了一种集成了传统的OCC模拟电路的新控制电路，在图2中所示，具有能在静态日光条件下实现最大功率操作的数字电路，以及能通过P & O技术实现动态最大功率点跟踪(MPPT)，为了通过对光致电压场操作的优选但不专门地通过场电压和电流检测到的如日光和温度施加的瞬时条件的动态适应获得光致电压场的实际最大功率点跟踪，对OCC控制器的设定参数之一进行操作。

上面的结果是通过OCC-MPPT集成控制器优选以静态和/或动态方式实现的单级光致电压变换器装置，目的是用于单相和三相类型的应用。

更一般而言，用于任何能源，例如燃料电池、电池和风能源的单级变换器装置是发明的主题，具有OCC-MPPT和可能的P & O，集成控制能以自动方式实现，并也可能动态地实现，特定的操作条件对于所考虑的能源被认为是优先的。

为了最大化变换器(也就是光致电压场1)的输出功率P_o而适当选择公式[7]的参数K、K_g、V_c、R₁、C₁、R_s和T_s，发明人提出了变换器输入的平均功率P_i的新表示法为变换器内部损耗P_{InverterLosses}，由检测电阻R_s浪费的平均功率P_Rs和与注入电网的平均功率P_o的和：

P_i＝p_o+P_Rs+P_{InverterLosses} [8]

通过忽略内部损耗P_{InverterLosses}，由R_s造成的损耗可以导出有利于最优化参数目的的表达式：

P_{R_{s}} = R_{s} \cdot I_{o}^{2} - - - [9]

从公式[7]和[8]并从以有效值形式表达的公式[4]，变换器输入的平均功率P_i的下面的表达式被获得：

P_{i} &cong; P_{o} + R_{s} \cdot I_{o}^{2} = V_{o} \cdot \frac{K \cdot V_{o} - V_{m} \cdot D}{R_{s}} + R_{s} \cdot {(\frac{K \cdot V_{o} - V_{m} \cdot D}{R_{s}})}^{2} &DoubleRightArrow;

P_{i} &cong; \frac{V_{o}^{2}}{R_{s}} \cdot (K - \frac{V_{m}}{V_{g}} + K^{2} + \frac{V_{m}^{2}}{V_{g}^{2}} - 4 \cdot K \frac{V_{m}}{V_{g}}) - - - [10]

光致电压场1的平均电压V_g由下面的非线性限制公式给出，其表达了由光致电压场1产生的功率P_g与由公式[10]给出的功率P_i之间的平衡：

P_i(V_g)＝P_g(V_g) [11]

光致电压场1产生的功率P_g能通过由S.Liu和R.A.Dougal在“Dynamic multiphysicsmodel for solar array”，IEEE Transactions on Energy Conversion，Vol.17，No.2，2002年6月，第285-294页中提出的非线性模型评估，其提供了光致电压场1的电流I_g作为光致电压场1的电压V_g，面板的温度T，太阳辐照度S和组成场的串联与并联面板的数目的函数：

I_{g} = I_{H} - I_{S} \cdot (e^{\frac{Vg + Rseries \cdot Ig}{η \cdot V_{T}}} - 1) - \frac{V_{g} + R_{series} \cdot I_{g}}{R_{shunt}} - - - [12]

这里R_series和R_shunt分别是串联和并联的寄生电阻，其依赖于面板数量和它们的连接，除了面板的类型之外，I_H是依赖于太阳辐照度S和面板温度T的光感应电流，η是表示光致电压场的二极管理想因数，I_s和V_T分别是饱和电流和热电压，两者都依赖于面板温度T。

为了正确操作OCC变换器，除了由公式[13]和[14]所表示的限制条件外，由电网2(同样也被S.Baekhoej等举例说明)引起的光致电压场1的电压V_g的振荡的影响，特别是在120Hz/100Hz的频率，必须被适当地考虑。特别地，控制电压V_c必须满足下面的限制：

V_c＞K_g(V_g+ΔV_g) [21]

这里ΔV_g是120Hz/100Hz振荡的峰间的幅值，其被表示为：

Δ V_{g} = \frac{P_{i}}{ω_{grid} V_{g} C_{b}} - - - (22)

这里ω_grid是电网2的脉动频率(以rad/s)并且C_b是缓冲电容器的电容量。公式[21]的限制条件确保图2的OCC控制器19的可重置积分器9的输入电压一直为正。如果违反了限制，那么在可重置积分器9的输出处随后发生的相位反转将产生控制错误和输出PF输出功率因数的衰减。

发明人已经确定了进一步的限制条件，其允许确保变换器作为双重降压转换器操作的最佳状况：

V_g-ΔV_g＞(1+K)·V_o，max [23]

由公式[23]所表示的限制确保在任何时间瞬间，包括四个开关M1-M4的桥的输入电压高于它的输出电压，考虑最差情况发生，当光致电压场1的电压被ac电能分布网2产生的频率2f_grid(其中f_grid最好等于50Hz或60Hz)处的脉动影响，采取它的最小值(V_g-ΔV_g)和在检测电阻R_s上的压降采取它的最大值时

R_s·I_o，max＝R_s·K₁·V_o，max＝K·V_o，max

如上所述，为了获得加强的PF输出控制，必要的是，在操作范围内的任何等级的太阳辐照度S，期望确保[S_min，S_max]，OCC控制器19能正确地根据公式[4]调节输出电流i_o(t)，并根据公式[5]调节平均输出功率P_o，其通过项V_m/V_g由依赖于辐照度S的项(K-V_m/V_g)调节。光致电压场1的电压v_g(t)的振动转化为强烈影响输出电流i_o(t)波形的项v_m/v_g的干扰，并且发明人已经估计出其范围。

从公式[6]开始，比率V_m/V_g的变化范围

由下面的值确定：

\frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\min} = \frac{V_{c} - K_{g} \cdot (V_{g} + Δ V_{g})}{V_{g} + {ΔV}_{g}} \cdot \frac{T_{s}}{R_{1} \cdot C_{1}} - - - [24]

\frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\max} = \frac{V_{c} - K_{g} \cdot (V_{g} - {ΔV}_{g})}{V_{g} - Δ V_{g}} \cdot \frac{T_{s}}{R_{1} \cdot C_{1}} - - - [25]

为了确保高PF输出因数，由公式[24]和[25]给出的V_m/V_g的极值必须落在作为可输送的光致电压功率和变换器能维持的最大功率的函数所决定的间隔内。变换器输出功率的上限P_{o_max}被给定为

P_{o_max}＝KV_o ²/R_s

为了正确操作光致电压转换系统，变换器必须能输送至少与可由光致电压场1输送的对应于最大日光等级S＝S_max和相应电压V_g的最大功率P_g，MPP(S_max)相等的功率P₀，相应的电压V_g：

α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max}) = K \frac{V_{o}^{2}}{R_{s}} - - - [26]

这里系数α(具有α≥1)表示变换器相对于由光致电压场1提供的最大输入功率P_g，MPP(S_max)的过载能力。公式[26]能通过公式[5]转换为相对于比率V_m/V_g清楚的形式：

P_{o} = K \cdot \frac{V_{o}^{2}}{R_{s}} (1 - \frac{V_{m}}{V_{g}} \cdot \frac{1}{K}) = α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max}) \cdot (1 - \frac{V_{m}}{V_{g}} \cdot \frac{1}{K}) - - - (27)

并且这样：

\frac{V_{m}}{V_{g}} = K \cdot (1 - \frac{P_{o}}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) - - - [28]

在公式[28]中表达的比率V_m/V_g依赖于对应变换器输出功率P_o被评估的日光等级S，并且它允许固定范围，由公式[24]和[25]所给出的极值必须包括在该范围内：

[\frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\min}, \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\max}] &Subset; K \cdot (1 - \frac{P_{o}}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot [(1 - γ), (1 + γ)] - - - [29]

这里系数γ＜1确定了考虑由ΔV_g确定的比率V_m/V_g范围的边界，从中可以得到：

K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 - γ) \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\min} \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\max} - - - [30 - a]

\frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\min} \leq \frac{V_{m}}{V_{g}} |_{\max} \leq K \cdot (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 + γ) - - - [30 - b]

为了正确操作OCC单级光致电压变换器，由公式[23]和[30]表示的新限制条件需要确定系统解决方法以找到数值组来赋值给允许获得最优性能的特征参数。特别地，要确定的OCC变换器的特征参数是K、K_g、R_s、V_c、_T，这里_T＝R₁C₁，假定其它参数V_o、T_s、L、C、ω_grid固定。

为此，对于OCC变换器的特征参数的每个可能的特定数值组，发明人提出了三幅不同的指标数字，指标数字提供了根据从光致电压场提取的功率的性能指标。

第一幅指标数字，被称为“Ψ₁”，表示光致电压场1的最大功率P_g，MPP(S_min)与变换器输出功率P_o(S_min)之间的差，在相关于感兴趣的范围[S_min，S_max]的最小日光等级S_min处被评估，并且它被给定为：

Ψ₁＝P_g，MPP(S_min)-P_o(S_min) [31]

确保这样的第一指标数字Ψ₁的低值的OCC变换器的特征参数的特定数值组特别适合在具有高云量水平并因此具有低日光等级S的地方获得高光致电压转换率。

第二幅指标数字，被称为“Ψ₂”，表示光致电压场的最大功率P_g，MPP(S_max)与相关于感兴趣的范围[S_min，S_max]的最大日光等级S_max处的变换器输出功率P_o(S_max)之间的差，并且它被给定为：

Ψ₂＝P_g，MPP(S_max)-P_o(S_max) [32]

确保这样的第二指标数字Ψ₂的低值的OCC变换器的特征参数的特定数值组特别适合在具有低云量水平的地方获得高光致电压转换率。

第三幅指标数字，被称为“Ψ₃”，表示在日光等级S的感兴趣的整个范围[S_min，S_max]上的光致电压场的最大功率P_g，MPP(S)与变换器输出功率P_o(S)的均方根差，被离散化为N等分分布级：

Ψ_{3} = \sqrt{Σ_{k = 1}^{N} \frac{{[P_{g, MPP} (S_{k}) - P_{o} (S_{k})]}^{2}}{P_{g, MPP}^{2} (S_{k})}} - - - [33]

确保这样的第三指标数字Ψ₃的低值的OCC变换器的特征参数的特定数值组适合获得良好的光致电压转换率平均值。

这三幅指标数字Ψ₁、Ψ₂和Ψ₃能被用于参数空间SP的系统研究，通过确定论和随机数技术实现，适合于与感兴趣的范围[S_min，S_max]相关的不同应用范围。

图3示出了根据本发明的单级变换器装置的第一实施例，其满足由公式[13]、[14]、[21]、[23]和[30]所表示的限制，并且进一步最小化由公式[31]-[33]所表示的三幅指标数字Ψ₁、Ψ₂和Ψ₃。

特别地，可以观察到，与图2的现有技术装置相似，图3的装置包括四个半导体电源开关M1-M4(最好通过各自的MOSFET或IGBT实现)，其栅极端由控制器10控制。控制器10接收光致电压场1的电压v_g(t)，电网2的ac电压v_o(t)和检测变换器输出电流i_o(t)的电阻R_s上的压降值作为输入。

具体来讲，四个开关M1、M2、M3和M4的栅极端被控制以致于，在电网2的电压相对于图3中指示的极性呈现正值的时间间隔期间，M4闭合(也就是导通)，M2和M3打开(也就是不导通)同时M1以周期Ts闭合和打开，这样M1在切换周期Ts的第一部分期间导通，长度等于切换占空比乘以切换周期Ts的积，并且反之亦然M1断开一段时间，其等于切换周期Ts的剩余部分；反之亦然，四个开关M1、M2、M3和M4的栅极端被控制以致于，在电网2的电压相对于图3中指示的极性呈现负值的时间间隔期间，M2闭合(也就是导通)，M4和M1打开(也就是不导通)同时M3以周期Ts闭合和打开，这样M3在切换周期Ts的第一部分期间导通，长度等于切换占空比乘以切换周期Ts的积，并且反之亦然M3断开一段时间，其等于切换周期Ts的剩余部分。

开关M1、M2、M3和M4的栅极端从逻辑电路11(例如以两个AND门和一个反相NOT门实现)接收相应的控制信号，逻辑电路接收与电网2的电压v_o(t)同步的信号和电平触发的SR型触发器12的直接输出Q的信号作为输入，其输入S连接到频率fs＝1/Ts的时钟产生器13。触发器12的输入R接收比较器14的输出信号，其非反相输入接收检测电阻Rs上的压降的绝对值(也就是|R_s*i_o|)，并且其反相输入接收来自可重置积分器9的信号与电网2的电压v_o(t)的绝对值的和(也就是|K*v_o|-v_m*t/T_s，其中v_m由公式[6]表达)。特别地，可重置积分器9(其被触发器12的互补输出有效地重置，也就是此时|R_s*i_o|＞|K*v_o|-v_m*t/T_s，并且因此比较器14的输出为高)积分光致电压场1的电压vg与控制电压Vc之间的差(由于公式[21]，其总是正值)。这样，触发器12调节信号的占空比以控制开关M1-M4的栅极。

图3的装置具有下面的参数值：C_b＝3mF；L＝1.65mH；V_o＝110Vrms；电网频率f_grid＝60Hz；变换器切换频率f_s＝33kHz，具有切换周期T_s＝1/f_s；光致电压场1由16个串联在一起的面板组成，每一个具有范围[14，16]V内的最大功率电压；面板温度等于环境温度，T＝310K；变换器输入的光致电压场1的电压vg属于范围[220，260]V；变换器输出电压的峰值电压V_o，max为V_o，max＝

·V_o≈156V；用于积分器9并用于组成加法器和电路10的传感器的运算放大器的饱和电压V_op，sat＝4V；α＝1.3；γ＝0.05。

参数的数值组的搜索空间SP在表I中定义。检测电阻R_s的搜索范围被限定以防止运算放大器的饱和现象。

K	K_g	R_s[Ω]
K	K_g	R_s[Ω]	[0，V_op，sat/V_o，max]	[0，V_op，sat/V_g，max]	{0，(V_op，sat·V_o)/[ /P_g.MPP(S_max)]}
[0，0.15]	[0，0.07]	[0，1.965]	[0，V_op，sat/V_o，max]	[0，V_op，sat/V_g，max]	{0，(V_op，sat·V_o)/[ /P_g.MPP(S_max)]}

V_c[V]	τ＝R₁C₁[μs]	S[W/m²]
V_c[V]	τ＝R₁C₁[μs]	S[W/m²]	[0，V_op，sat]	[0.01·T_s，T_s]	[S_min，S_max]
[0，24]	[0.3，30.3]	[100，1000]	[0，V_op，sat]	[0.01·T_s，T_s]	[S_min，S_max]

表格I

图4示出了相应于日光S的十个等级的光致电压场1的功率曲线，和相应于确保三幅指标数字Ψ₁、Ψ₂和Ψ₃的最小值的三组设计参数值的光致电压OCC变换器的三条操作曲线P₀(V_g)，该参数在对上述三幅指标数字的每一个进行210⁵次试验利用Montecarlo方法估计之后获得。表II概括了相应于最小化三幅指标数字Ψ₁、Ψ₂和Ψ₃的三个设计方案的参数值和在最大和最小日光下获得的相应功率级。

正如所料，通过最小化第一幅指标数字Ψ₁而得到的变换器特性曲线P_o(V_g)相应于在高日光S等级下令人不满意的设计方案，然而其它两种方案表现更好些，尽管不是最优性能。

	K	K_g	R_s[Ω]
	K	K_g	R_s[Ω]	Ψ₁	0.036405	0.0013691	0.36847
Ψ₂	0.031513	0.0096176	0.30655	Ψ₁	0.036405	0.0013691	0.36847
Ψ₂	0.031513	0.0096176	0.30655	Ψ₃	0.024794	0.0528300	0.24229

表II

如图5所示，和电网电压的参考波形比较，通过使用软件PSIM执行的电路模拟获得的变换器输出电流的波形示出了具有最小化第二幅指标数字Ψ₂的参数值组的在日光的高和低等级S(分别是图5a和图5b)获得的高PF输出。

如果在Montecarlo方法中使用更多数量的试验，那么在表II中概括的方案能被改进。例如用810⁵次试验，能获得表III中概括的方案，同时图6示出了相应的三条光致电压OCC变换器的操作曲线P_o(V_g)(叠加在相应于十个日光等级S的光致电压场1的功率曲线上)，并且图7示出了和电网电压的参考波形比较，相应于最小化第二幅指标数字Ψ₂的参数值组的变换器输出电流的仿真波形(图7a对于高日光等级并且图7b对于低日光等级S)。

正如所料，相对于三幅指标数字确定的三种最优方案的每一个前述的情况，最大输出功率更高。

	K	K_g	Rs[Ω]
	K	K_g	Rs[Ω]	Ψ₁	0.023410	0.0056853	0.21366
Ψ₂	0.056368	0.0577370	0.55243	Ψ₁	0.023410	0.0056853	0.21366

	K	K_g	Rs[Ω]
	K	K_g	Rs[Ω]	Ψ₃	0.031339	0.049305	0.30907

表III

通过使用改良型搜索算法，例如遗传算法，发明人已取得了进一步的提高。在这点上，表IV概括了通过两种先前的Montecarlo方法获得最小化第二幅指标数字Ψ₂的参数最优值组和通过已知的遗传算法Genocop获得的组值，同时图8示出了相应的光致电压OCC变换器的操作曲线P_o(V_g)。

	K	K_g	R_s[Ω]
	K	K_g	R_s[Ω]	2·10⁵次MC试验	0.031513	0.0096176	0.30655
8·10⁵次MC试验	0.056368	0.0577370	0.55243	2·10⁵次MC试验	0.031513	0.0096176	0.30655
8·10⁵次MC试验	0.056368	0.0577370	0.55243	遗传算法	0.031161	0.01327885	0.305412

	V_c[V]	R₁C₁[μs]	输出功率[W]
	V_c[V]	R₁C₁[μs]	输出功率[W]	2·10⁵次MC试验	3.4271	10.660	P_o(S_max) ＝794.1080
8·10⁵次MC试验	16.0471	20.571	P_o(S_max) ＝887.4122	2·10⁵次MC试验	3.4271	10.660	P_o(S_max) ＝794.1080
8·10⁵次MC试验	16.0471	20.571	P_o(S_max) ＝887.4122	遗传算法	3.6291	9.570	P_o(S_max) ＝916.5764

表IV

图9示出了与电网电压的参考波形相比较，相应于通过遗传最优化获得的这组参数值的变换器输出电流的仿真波形(在图9a和9b中分别对应日光S的高和低等级)，其示出了具有极低总谐波畸变百分比，等于THD％＝3.5178的高PF输出因数。

而图10和11示出了相应于在等于大约20秒的时间间隔期间存在日光S变化的情况下，用最大功率点跟踪通过遗传最优化获得的这组参数值的变换器的仿真动态情况。特别是：图10a示出了与从11.5秒到11.6秒范围的时间子间隔一致的，与电网电压的参考波形相比较的变换器输出电流；图10b示出了在整个时间间隔(从初始瞬间t＝0到等于大约22秒的瞬间)从光致电压场1有效获得的输出功率P_o与从同一场1可输送的最大功率(实际最大功率点)之间的比较；图11示出了在同样的时间间隔期间在变换器输出功率-电压特性曲线上的操作点的相应偏移。

为了指出新限制的基本贡献，特别是由公式[30]所表示的，发明人已进行了试验，寻求相关于没有限制[30]的第二幅指标数字Ψ₂的最小化的变换器参数值组。两组已获得的参数值在表V和表VI中概括。图12和13中的每一个示出了在最大日光S_max的条件下，具有表V(图12)和表VI(图13)的参数组的输出电流io(t)(与电网电压的参考波形相比较)和变换器平均输出功率P_o(与光致电压场1的最大功率相比较)的两种仿真波形(分别是图a)和图b))。

	K	K_g	Rs[Ω]
	K	K_g	Rs[Ω]	Ψ₂	0.094218	0.00701 86	0.0063001

表格V

	K	K_g	Rs[Ω]
	K	K_g	Rs[Ω]	Ψ₂	0.0084562	0.061 429	0.046981

表格VI

应当注意到，在图12中通过使用在图12b中最大日光等级S＝S_max下在表V中概括的结果而依比例确定的变换器平均输出功率P_o的值非常接近于光致电压场1的最大功率P_g，MPP(S_max)，但是图12a的电流的失真程度实际上不能允许(THD％＝31.4)。反之亦然，图13示出了通过使用在表VI中概括的结果而依比例确定的变换器提供较大地低于光致电压最大P_g，MPP(S_max)的平均输出功率P_o(见图13b)，相对于更好的PF输出(见图13a)。

这表示限制[30]的实现对于同时获得高输出功率P_o和高PF输出通常是绝对必要的。

发明人对于公式[14]所表示的限制已经进行了相似的试验。图14示出了在违背(图14a)和实现(图14b)限制[14]的情况下图3的比较器14的两个输入的波形：在第一种情况，在比较器14的非反相输入端的电压的相位反转不允许固定切换频率f_s的周期操作，而是发生在第二种情况下，并且如图15中所示它限定了输出电流i_o(t)的大的失真。

不同于Chen和Smedley所提出的，发明人提出的装置不依比例确定以致于满足下面的限制：

V_{m} > K \frac{V_{o, \max}}{D_{\max}} - - - (34)

这里D_max是电路所允许的占空比的最大值。

事实上，尽管为了确保在每个切换周期重置图2的积分器9的条件的存在，这样的限制在Chen和Smedley所提出的装置中是必要的，即使输出电流i_o(t)等于零，但是在根据本发明的装置中上述的限制通过使用图3的电平触发的触发器12来保证。此外，优选根据本发明的装置的参数组的确定不包括限制[34]，因为另外的装置表现相当更低的性能，尤其在输出功率P_o下降方面。

特别是，表VII示出在对上述三幅指标数字的每一个进行8·10⁵次试验利用Montecarlo方法估计之后获得的和包括限制[34]的参数组。

	K	K_g	Rs[Ω]
	K	K_g	Rs[Ω]	Ψ₁	0.029192	0.016054	0.28945
Ψ₂	0.069325	0.011318	0.65468	Ψ₁	0.029192	0.016054	0.28945
Ψ₂	0.069325	0.011318	0.65468	Ψ₃	0.069325	0.011318	0.65468

表格VII

图16示出了具有表VII的最小化指标数字Ψ₁、Ψ₂、Ψ₃的参数值组的变换器的输出功率-电压特性曲线，同时在具有表VII的最小化指标数字Ψ₂的参数值组的最大日光S＝S_max的条件下，图17a和17b分别示出了这种变换器的输出电流io(t)(与电网电压的参考波形相比较)与变换器输出功率P_o(与光致电压场1的最大功率相比较)的仿真波形。可以观察到当PF输出水平很好时，提取的功率P_o的等级极大地低于能被光致电压场1输送的最大值，就是说相反地可通过排除限制[34]充分获得。

图3中所示的光致电压单级变换器装置允许根据功率部分和控制部分的低成本性能获得重要的改进，因为控制器10通过模拟电路实现，电路具有通过所述的施加由公式[13]、[14]、[21]、[23]和[30]表示的限制条件，并且最小化由公式[31]-[33]表示的三幅指标数字Ψ₁、Ψ₂和Ψ₃的方法而最优化的参数。

图3的变换器装置的操作点，根据作为光致电压场1的电压vg(t)的函数的输出功率，保持沿着固定的路径移动，由参数组{K，K_g，R_s，V_c，T}确定，仅在特定环境条件下相交于光致电压场的最大功率点，在其它情况保持在它的附近，间隔依赖于瞬时日光S的等级和瞬时温度T的距离。这是不可避免的，因为没有具有一组固定参数{K，K_g，R_s，V_c，T}值的设计方案确保在日光S和面板的温度T在它们各自的操作值[S_min，S_max]和[T_min，T_max]的范围内变化时，变换器输出功率特性曲线与光致电压场的最大功率点的位置重叠。

参考图18，根据本发明的装置的第二实施例集成了不同于图3的模拟控制器10的具有数字单元21的控制器20，实现扰动并观测或者P&O类型的功能并且在OCC控制器参数上运行以获得实际的最大功率点跟踪MPPT。

通常，P & O MPPT技术根据所谓的登山法扰动光致电压场1的操作电压vg(t)。根据这样的方法，通过其输入连接到光致电压场1并且其输出连接到电网2的转换器的变换器的占空比值的变化，电压vg(t)以给定方向(也就是通过增加或者减小它)被扰动。光致电压场1的瞬时输出电压和电流由计算它们乘积(也就是场的输出电功率)的数字单元21检测：如果这个高于在上次扰动之后检测的值，那么电压vg(t)在同方向上进一步变化，否则电压vg(t)的扰动方向反转。

在图18的装置中，P & O MPPT技术应用于单个参数V_c的扰动，其与其它参数一起确定变换器输出功率P0曲线的状态，这样使这种曲线动态并且以这种方式在任何条件的日光S和面板温度T下，取得获得上述曲线和与最大功率点MPP一致的光致电压场功率P_g的特性曲线之间的交叉点的可能。

然而，根据本发明的装置的其它实施例能应用P&O MPPT技术到变换器的五个参数(K，K_g，R_s，V_c，T)中一个或更多的参数或者它们中两个或更多的参数的组合的扰动中。

通过合适地设定采样光致电压场1的电压vg(t)和电流ig(t)的周期T_a(具有T_a＞T_s)和占空比扰动的幅度Δd，P & O MPPT技术的效率被最大化。采样周期T_a必须作为由光致电压场1和包括变换器的转换器构成的集合给出的整个系统的动态函数而被选择，以避免在MPPT跟踪中的错误。占空比扰动的幅度Δd的正确设定还防止光致电压场1的操作点在MPP最大功率点周围振荡，并且允许在日光S的快速变化下最优化控制器20的响应速度。

特别地，图18的装置具有一组通过已知的遗传算法Genocop获得的在表IV中概括的起始参数值，根据举例说明的P & O MPPT技术操作的数字单元21确定随后的控制电压V_c在3.4091V到5.0489V的范围内变化，满足限制公式[13]、[14]、[21]、[23]和[30]。

相应于通过使电压V_c在上面指出的范围内变化而得到的变换器输出功率P0的操作点的位置在图19中示出，并且它实际上由相应于电压V_c的两个最小和最大值V_{c_min}和V_{c_max}的两条极限曲线所定界的表面表示。这种表面包括在日光S的考虑值的范围内(属于100W/m²到1000W/m²的范围)的光致电压场1的所有可能的MPP最大功率点。

图18的电路根据采样周期T_a和电压V_c扰动的幅度ΔV_c(也就是变换器占空比d(t)的扰动的幅度Δd)的值，近似通过应用由N.Femia，G.Petrone，G.Spagnuolo，M.Vitelli在IEEEPower Electronics Specialist Conferenec的会议记录上，2004年6月，Aachen(德国)，分别是第1945-1949页和第1939-1944页中提出的两篇论文“Optimizing Sampling Rate of P & OMPPT Technique”和“Optimizing Duty-cycle Perturbation of P & O MPPT Technique”中所提出的准则获得T_a＝0.1s，ΔV_c＝0.2V而被优化。

图20比较图18的P&O MPPT OCC光致电压变换器的输出功率P_o，具有当在采样周期T_a和扰动幅度ΔV_c的值为最优{T_a，ΔV_c}＝{0.1s，0.2V}的情况下和在当它们不是最优{T_a，ΔV_c}＝{0.02s，0.1V}的情况下获得的面板温度等于环境温度T＝310K，日光等级S＝1000W/m²，具有从光致电压场1得到的最大功率。图21示出了相应的各个控制电压V_c的状态。最优情况的更好性能是不言而喻的。

图22示出了图18的具有{T_a，ΔV_c}＝{0.1s，0.2V}，对于T＝310K，在变化日光(图22a)的条件下的P&O MPPT OCC光致电压变换器的动态性能，示出了输出功率P_o(与从光致电压场1得到的同样变化的最大功率相比较，图22b)和控制电压V_c(图22c)随后的时间状态。

图23示出了输出电流io(t)的波形(与电网电压2的参考波形相比较，图23a)和在图22的从12.67s到12.73s的范围的时间子区间中的控制电压V_c的时间状态(图23b)(其中控制电压V_c遭受变化)，从中明显可以看出的是由于P&O MPPT控制的存在，输出电流io(t)的波形品质得以维持。

图24示出了在存在日光S和面板温度T的组合变化时输出功率P_o(与从光致电压场1得到的最大功率相比较，图24a)，和控制电压V_c(图24b)的时间状态。根据最大功率点跟踪MPPT的非常高的变换器性能是明显的。

特别地，图10、22和24的曲线图的比较表明根据本发明的光致电压单级变换器装置在MPPT和PF输出方面具有最优性能，这不能通过应用现有技术的装置而得到。

本发明已经通过举例说明的方式而不以限制的方式，根据它的优选实施例进行了描述，但是应该理解为在不背离所包括的权利要求限定的相关保护范围的条件下本领域技术人员能作出变化和/或改变。

Claims

1.一种单级变换器装置，用于从DC能源到具有至少一相且脉动频率为ω_grid的电AC电网的功率转换器，它包括开关装置，该开关装置周期性地闭合和打开，其周期T_s低于脉动频率ω_grid所对应的周期T_grid，该开关装置与DC能源连接，能将平均值V_g的电压v_g(t)输出到电网，使得单级变换器装置输出电流i_o(t)与电网的至少一个相的电压v_o(t)同相，电压v_o(t)的最大值是V_o，max，开关装置由控制电子装置来控制，控制电子装置对开关装置的单一切换周期进行控制而操作，L是该单级变换器装置的输出电感，该单级变换器装置包括与电网串联连接且其阻抗为R_s的检测电阻，控制电子装置包括：

比较器装置，能输出一信号，该信号用于表示在检测电阻上的压降[R_s·i_o(t)]的绝对值与积分电路的输出信号和电网的电压v_o(t)乘以第二因数K所得到的乘积电压[Kv_o(t)]的绝对值之和的比较结果，和

V_{c} &GreaterEqual; K_{g} V_{g} + \frac{(2 V_{o, \max} - V_{g}) R_{s} τ}{2 L}

并且它满足第四限制条件，由此

K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 - γ) \leq {\frac{V_{m}}{V_{g}} |}_{\min} \leq {\frac{V_{m}}{V_{g}} |}_{\max}

{\frac{V_{m}}{V_{g}} |}_{\min} \leq {\frac{V_{m}}{V_{g}} |}_{\max} \leq K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 + γ)

其中：

ΔV_g是电压v_g(t)的振荡的“峰-到-峰”振幅，

V_m表示相应的瞬时变量v_m(t)在周期T_grid上计算的平均值，

P_o(S)是针对操作条件设置S的单级变换器装置输出平均功率，

α是第一过载系数，且α≥1，并且

γ是第二系数，且γ＜1。

2.根据权利要求1所述的单级变换器装置，其特征在于，当|R_s*i_o(t)|＞|K*v_o(t)|-v_m(t)*t/T_s时，可重置积分电路被重置。

3.根据前面权利要求中任意一项所述的单级变换器装置，其特征在于，控制电子装置进一步包括处理电子装置，在所述处理电子装置的输入处连接着DC能源以便用采样周期T_a来确定DC能源的功率，其中T_a＞T_s，能输出能扰动至少一个相应参数的值的至少一个信号，该参数是从包括阻抗R_s、时间常数τ、控制电压V_c、第一因数K_g、第二因数K和以上参数的组合的组中选的，通过连续地扰动并输出平均功率P_o(S)以便根据所谓的登山法来搜索最大输出功率点。

4.根据权利要求3所述的单级变换器装置，其特征在于，处理电子装置能检测DC能源的瞬时输出电压和电流。

5.根据权利要求3所述的单级变换器装置，其特征在于，处理电子装置输出控制电压V_c，控制电压V_c是作为到积分电路的输入而提供的。

6.根据权利要求1或2所述的单级变换器装置，其特征在于，控制电子装置被至少部分地集成在至少一个微处理器和/或至少一个微控制器中。

7.根据权利要求1或2所述的单级变换器装置，其特征在于，DC能源是这样的以使该单级变换器装置的最大输入功率点是可以随操作条件设置S而变化的，和/或该单级变换器装置的输出功率因数是可以随操作条件设置S而变化的。

8.根据权利要求7所述的单级变换器装置，其特征在于，DC能源是可再生能源。

9.根据权利要求8所述的单级变换器装置，其特征在于，DC能源是光致电压源，操作条件设置S是从包括日光等级、温度和DC能源效率的衰减的组中选择的一个或多个条件。

10.根据权利要求1或2所述的单级变换器装置，其特征在于，电网是单相或三相网络。

11.一种用于控制单级变换器装置的开关装置的单一切换周期方法，单级变换器装置用于从DC能源到具有至少一相且脉动频率为ω_grid的电AC电网的功率转换器，其中开关装置周期性闭合和打开，其周期T_s低于脉动频率ω_grid所对应的周期T_grid，该开关装置与DC能源连接，能将平均值V_g的电压v_g(t)输出到电网使得每一相的单级变换器装置输出电流i_o(t)与电网的同一相的电压v_o(t)同相，电压v_o(t)的最大值是V_o，max，该方法包括下面的步骤：

B.将与电网串联连接且阻抗为R_s的检测电阻上的压降[R_s·i_o(t)]的绝对值与步骤A的积分结果和电压[K·v_o(t)]的绝对值之和进行比较，其中电压[K·v_o(t)]等于电网的电压v_o(t)乘以第二因数K，并且

V_{c} &GreaterEqual; K_{g} V_{g} + \frac{(2 V_{o, \max} - V_{g}) R_{s} τ}{2 L}

其中L是变换器装置的输出电感，该方法的特征在于：

K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 - γ) \leq {\frac{V_{m}}{V_{g}} |}_{\min} \leq {\frac{V_{m}}{V_{g}} |}_{\max}

{\frac{V_{m}}{V_{g}} |}_{\min} \leq {\frac{V_{m}}{V_{g}} |}_{\max} \leq K (1 - \frac{P_{o} (S)}{α \cdot P_{g, MPP} (S_{\max})}) \cdot (1 + γ)

其中：

ΔV_g是电压v_g(t)的振荡的“峰-到-峰”振幅

V_m表示相应的瞬时变量v_m(t)在周期T_grid上计算的平均值，

P_o(S)是针对操作条件设置S的单级变换器装置输出平均功率，

α是第一过载系数，且α≥1，并且

γ是第二系数，且γ＜1。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，当|R_s*i_o(t)|＞|K*v_o(t)|-v_m(t)*t/T_s时，步骤A的积分结果被重置。

13.一种用于调整根据权利要求1至10中任意一项所述的变换器装置的方法，其特征在于，阻抗R_s、时间常数τ、控制电压V_c、第一因数K_g和第二因数K的值是这样的以使选自下列的至少一个指标数字达到最小：

第一幅指标数字Ψ₁，等于

Ψ₁＝P_g，MPP(S_min)-P_o(S_min)

其中P_g，MPP(S_min)是在S_min处评估的DC能源的最大功率，P_o(S_min)是在S_min处评估的单级变换器装置的输出平均功率，

第二幅指标数字Ψ₂，等于

Ψ₂＝P_g，MPP(S_max)-P_o(S_max)

Ψ_{3} = \sqrt{Σ_{k = 1}^{N} \frac{{[P_{g, MPP} (S_{k}) - P_{o} (S_{k})]}^{2}}{P_{g, MPP}^{2} (S_{k})}}

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，阻抗R_s、时间常数τ、控制电压V_c、第一因数K_g和第二因数K的值是通过确定性和随机性数字技术中的至少一种来确定的。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述确定性和随机性数字技术中的至少一种包括通过Montecarlo方法和/或改进型搜索算法进行的估算。

16.一种控制器装置，其特征在于，它能作为根据权利要求1至10中任意一项所述的单级变换器装置中的控制电子装置进行操作。

17.根据权利要求16所述的控制器装置，其特征在于，它能执行根据权利要求11至12中任意一项所述的控制单级变换器装置的开关装置的单一切换周期方法。