TWI509381B - 功率因數修正器降低電流諧波失真之控制方法與裝置 - Google Patents

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功率因數修正器降低電流諧波失真之控制方法與裝置
本發明係有關於一種功率因數修正器之構造，特別是以取樣與維持(sample and hold)控制電路來降低輸入電流諧波失真之控制方法與裝置。
由於切換式電源供應器可以提供可靠且穩定的電源，所以常常應用於工業界。例如：金融系統運作(ATM)、通訊網路系統、醫療服務系統、各類家電用品、一般電腦以及液晶設備等，但是此種電源供應器會產生諧波污染與雜訊干擾，尤其輸出功率越大對其他設備的影響也越大。所以在電源供應器之輸入部分是相當重要的一環。由於傳統PFC主要注重功率因 數之修正，對於因控制所造成的電流諧波失真只要能符合法規之要求即可，近年來雲端運算日漸重要，對於雲端運算所需要的電力供應也因此提高對電流諧波的要求。從符合法規提高至總電流諧波(THD)要求低至5%。對於不同負載與輸入電壓也有各別的要求。傳統補償器的電壓迴路頻寬通常會設計於線頻的1/10附近，為了避免線頻的高漣波影響電流迴授參考值失真。而且前饋電壓的漣波電壓必須相當小如此輸入電流的失真才會降低，因此需要截止頻率非常低的濾波器來加以衰減。但是此方法雖然可以降低因線頻的高漣波所引起的電流失真有所改善，但是對未來的需求已捉襟見肘，同時因為改善THD也降低將影響輸入與輸出電壓的暫態響應變很慢，當暫態響應變很慢時PFC的後級DC/DC的設計便要求會更高更難設計。
在歐、美、日等國家都有相關之法規來限制電子設備的諧波量，例如國際電子技術委員會(International Electrotechnical Commission，IEC)所公佈的IEC 61000-3-2標準法規。使用主動功率因數修正技術(Power Factor Correction，PFC)是一個解 決的方法，PFC轉換器實際是以串接的方式與DC/DC converter組合在一起。目前業界常用有兩種PFC，一種為CRM PFC(CRM為邊界操作模式)，另一種為CCM PFC(CCM為連續導通操作模式)，雖然此兩種方法皆可以完成PFC的操作功能。但是它們為了避免輸入電流失真，都將電壓迴路的頻寬設計的很小，此方法將造成系統對負載變動的暫態響應變慢。如果為了加快負載變動的暫態響應，則必須增加電壓回路的頻寬，但這樣會使得輸入電流的波形嚴重失真。所以兩者無法兼顧。以下將介紹目前PFC相闗控制器所使用之習知技術。
第1圖與第2圖為習知技術之臨界模式CRM PFC與CCM PFC的電路整體控制方塊圖。從控制方塊圖可以清楚的了解，CRM PFC與CCM PFC電路主要有內回授迴路與外回授迴路兩個。內迴路是電流控制迴路(左邊虛線)，主要的控制命令是由整流後的前饋順向迴路的線電壓vs所決定，因此可以使轉換器的輸入阻抗呈現電阻性。但是前饋的漣波電壓必須相當小如此輸入電流的失真才會降低。傳統的設計是將濾波器的截止頻率設計的非常低，來加以衰減漣波電壓。因此在傳統的PFC設計，系統對輸入電壓的變化響應是非常慢的。
外迴路是電壓控制迴路(右邊虛線)，主要是依照IC內部參考命令Vref與輸出端的分壓值Vf比較，將比較的結果來調節輸出電壓。由於輸出電壓包含120HZ的漣波成分，此一漣波電壓會經由IC內部的誤差放大器接回乘法器電路的輸入端Vao，將造成輸入電流的二與三次諧波失真。因此為了避免輸入電流失真，傳統方法是將電壓迴路的頻寬設計在大約是線頻的1/10附近，此方法將造成系統對負載變動的暫態響應變慢。第3圖與第4圖典型應用電路。
上述之兩種PFC的工作方式，都受限其控制方式的限制，因此為了抑制輸入電流的諧波失真，必須犧牲暫態響應的速度。這樣的控制方式使得工程師在設計時選用補償器方式與設 計的要求便受到跼限，對於能源短缺與環保的要求下，PFC設計都要在不增加成本的前提下，目前業界所採用之方式多為設計新式補償器或者是用全數位控制的方式，無更好的解決方法，對於切換式電源供應器而言，提高暫態響應並且降低輸入電流諧波，在不增加成本的條件下是非常難的。
傳統的取樣維持電路實際電路如第3圖。第3圖(A)為開迴路式取樣與維持電路；第3圖(B)為閉迴路式取樣與維持電路架構兩種為主。為了高速取樣都加入了運算放大器做為緩衝器，造成了成本高應用上較困難。
因此本發明乃針對先前技術之缺點，提出一種簡單且設計合理，不影響原控制方法的穩定，且有效改善上述缺失之控制方法及裝置。
本發明之目的在提供一種具有減少輸入電流諧波失真與提高輸入電壓及輸出暫態響應速度之PFC控制方法與裝置，同步改變前饋電壓迴路與回授電壓迴路的連波振福與頻寬，降低輸入電流諧波同時又完成提高PFC暫態響應速度。
本發明之次一目的在提供一種適合於任何架構(例如：昇壓式架構、返馳式之架構)皆可使用之控制方式，降低前饋電壓與回授電壓之漣波並增加系統頻寬。
為達成上述目的及其他目的，改進業界常用的兩種CCM(Continue Conduction mode,CCM)/CRM(Critical mode,CRM)PFC之控制方法之特性，本發明藉由第4圖(A)之開迴路式取樣與維持電路結合誤差放大器架構，第4圖(B)之開迴路式取樣與維持電路結合乘法器架構，控制取樣與維持(sample and hold)電路結合電壓迴授補償器與前饋電壓迴路之乘法器之兩個輸入信號，以離散控制的控制觀念將其兩組取樣與維持電路分別加入PFC的控制迴路，使得PFC的暫態響應 加快，同時又不影響原來PFC的控制穩定度。由於取樣與維持電路是以輸入電壓信號的零點或峰值為參考值也可兩種信號都採用，所以當到達參考值時，取樣與維持電路將啟動分別取樣電壓迴路與電流迴路的平均值。此發明之方法會使PFC的頻寬由輸入電壓信號所控制，以市電頻率的四倍或兩倍取樣一次，所以市電頻率的兩倍的輸入電流諧波。
由於PFC是以雙迴路來控制，利用電流控制迴路使轉換器的輸入阻抗呈現電阻性，而電壓控制迴路，主要是來調節輸出電壓。本發明在PFC的應用上降低輸入電流諧波同時提高PFC的暫態響應速度。並且解決了業界常用的CRM/CCM兩種PFC的缺點。只需利用傳統的零點檢知器與峰值檢知器判斷輸入電壓之零點與峰值，產生觸發信號用以控制取樣與維持的電路。使得PFC的控制可以在市電頻率之2倍與四倍的頻率取樣出前饋電壓迴路與回授電壓迴路的平均值增加系統頻寬。
本發明之第一觀點在教導一種功率因數修正器之控制方法。輸入電壓的零點與峰值，分別是輸出電壓與前饋電壓的平均值。利用取樣與維持技術具有在一定的時間內，將數值保持固定的特點。當輸入電壓信號為零或者是峰值時，此時零點檢知器與峰值檢知器將產生控制輸入信號，分別觸發位於電壓迴路與電流迴路的取樣與維持電路。所造成的結果將可以得到輸出電壓與前饋電壓的平均值。因此PFC將不會具有市電頻率的兩倍之漣波所引起的輸入電流諧波，而且暫態響應也會變快。
本發明之第二觀點在教導種功率因數修正器之控制裝置，功率因素修正器可以為一個CCM一或者是CRM的控制模式控制器。該功率因數修正器電路具有一個電壓迴路誤差放大器，其輸出連至一個乘法器；該乘法器之輸出連至一個電流迴路誤差放大器之正輸入，該電流迴路之前饋電壓信號經由分 壓處理之後，其輸出連至乘法器輸入端。乘法器輸出連至一個電流迴路誤差放大器之正輸入；一個電流檢知訊號連至電流迴路誤差放大器之負輸入；一個正反器，該比較器之輸出連至該正反器之R輸入，該振盪器或者是零電流檢知器之輸出連至該正反器之S輸入；最後正反器輸出為功率因數修正器之開關驅動信號；其特徵在於外部電路的配置：一組取樣與維持電路位於電壓迴路上，該補償器之輸出連至該功率因數控制器的乘法器輸入端，作為輸出電壓平均值之取樣。另一組取樣與維持電路則位於前饋電壓迴路上，該放大器之輸出則連至該功率因數控制器的乘法器。兩組取樣與維持電路則受控於零點與峰值檢知器。
本發明之第三觀點在教導一種功率因數修正器之控制裝置，功率因數修正器可以為一個CCM與CRM以及混合型的控制模式控制器。該功率因數修正器電路兩組取樣與維持電路則受控於零點與峰值檢知器，此檢知電路具有零點與峰值之功能，在一定負載下，檢知器會利用所檢測點的波形因不具有正弦波整流後的正確波形，此檢知器之輸出信號為持續控制兩組取樣與維持電路一直取出一個電壓迴路與前饋電壓迴路，此時兩組信號之漣波不會減小，但是此時兩組迴路的漣波因負載小所以漣波也很小，兩組取樣與維持電路其輸出連至乘法器所造成之失真也相對小；在一定負載以上，檢知器會利用所檢測點的波形因具有正弦波整流後的正確波形，此檢知器之輸出信號開始在零點與峰值點產生一脈波控制兩組取樣與維持電路取出一個電壓迴路與前饋電壓迴路，此時兩組信號之漣波因取樣脈波時間很短而且與前饋電壓與回授電壓信號同步並且有90度相位差，所以取到的信號只有漣波的平均值，此時兩組迴路的漣波很小也不受負載大時回授電壓漣波變大所影響。
本發明之第四觀點在教導一種功率因數修正器之控制裝置，功率因數修正器可以為一個CCM與CRM以及混合型 的控制模式控制器。該功率因數修正器電路兩組取樣與維持電路不同於傳統的取樣與維持，回授電壓迴路之取樣與維持電路只用一開關與一個電容結合原來控制器之誤差放大器達到最低的成本與效能，前饋電壓迴路之取樣與維持電路只用一開關與一個電容連接至乘法器之輸入達到最低的成本與效能，此方式的設計所造成的漣波由誤差放大器與乘法器的輸入阻抗與漏電流所決定。
本發明之以上及其他目的及優點參考以下之參照圖示及最佳實施例之說明而更易完全瞭解。
請參考第5圖，第5圖係依據本發明實施例在輕載時之工作時序圖。圖(A)為全波整流信號Vf，此信號在在輕載時波形會不像全波整流信號具有兩個零點與兩個峰值，因此V p 與V z 為重要的控制點，但是峰值與零點檢知器之輸出為持續取樣維持高電位。圖(B)為PFC之輸出電壓的分壓V fb 波形圖。V fb 的信號具有直流成份與交流漣波成份，交流成份為輸入市電的兩倍頻率變化的漣波。而且市電波形的峰值與零點，剛好是V fb 信號的直流值。圖(C)為PFC控制器之電壓誤差放大器輸出V eao 波形圖。由於電壓誤差放大器的輸入信號具有V fb 的成份，因此V eao 信號也同樣具有直流成份與交流成份。圖(D)為前饋電壓之輸出信號Vf波形圖。此輸出信號是將交流的電壓整流後所得的電壓，因此信號會存有直流成份與二次諧波的交流漣波成份。圖(E)為峰值零點偵測器之輸出波形，由於工作在輕載時雖然有市電電位為峰值V p 或是零點V z 時，峰值零點偵測器不產生脈波信號維持高電位，此信號將觸發取樣與維持電路一直動作。使得電壓誤差放大器與乘法器的輸入與傳統相同有直流與交流成份。如圖(F)及(G)所示。本發明的方式在輕載時同於傳統的PFC的控制方式。主要之目的在於取樣與維持電路並非為理想元件，如果在空載或一定負載下，沒有 完整之圖(A)之全波整流信號，如果無取樣脈波時，取樣與維持電路會因誤差放大器與乘法器之漏電現象，會產生不正確之輸入電位造成控制器失控，因此在一定負載下峰值零點偵測器會持續取樣以維持控制器之正常。
請參考第圖，第6圖係依據本發明實施例在一定負載以上時之工作時序圖。圖(A)為全波整流信號Vac，此信號在一個完整波形具有兩個零點與兩個峰值，因此V p 與V z 為重要的控制點。圖(B)為PFC之輸出電壓的分壓V fb 波形圖。V fb 的信號具有直流成份與交流漣波成份，交流成份為輸入市電的兩倍頻率變化的漣波。而且市電波形的峰值與零點，剛好是V fb 信號的直流值。圖(C)為PFC控制器之電壓誤差放大器輸出V eao 波形圖。由於電壓誤差放大器的輸入信號具有V fb 的成份，因此V eao 信號也同樣具有直流成份與交流成份。圖(D)為前饋電壓之輸出信號V fb 波形圖。此輸出信號是將交流的電壓整流後所得的電壓，因此信號會存有直流成份與二次諧波的交流漣波成份。圖(E)為峰值零點偵測器之輸出波形，當市電電位為峰值V p 或是零點V z 時，峰值零點偵測器立即產生脈波信號，此脈波信號將觸發取樣與維持電路動作。使得電壓誤差放大器與乘法器的輸入只具有直流成份，不包含任何的漣波成份。如圖(F)及(G)所示。本發明的方式不同於傳統的PFC的控制方式。
第7圖顯示本發明之功率因數修正器之控制方法與裝置。市電Vac經由橋式整流器713之後，輸出連至PFC結構電路714，(此結構可以為升壓轉換器或是返馳式轉換器)。傳統PFC控制器具有一個電壓迴路誤差放大器701，其輸出連至一個乘法器702；乘法器702之輸出連至一個電流迴路誤差放大器703，電流迴路誤差放大器703之輸出連至一個正反器705之輸入；一個脈波產生器704，其輸出亦連至正反器705之輸入；一個及閘706，正反器705之Q輸出連至及閘706之一個 輸入；一個反向器707，脈波產生器704之輸出亦連至反向器707之輸入，反向器707之輸出連至及閘706之另一輸入，及閘706之輸出為功率因數修正器之驅動信號；市電整流後的訊號作為峰值零點檢測電路708的輸入訊號，產生峰值檢測與零點檢測訊號的輸出訊號709，做為控制兩組取樣與保持電路的控制訊號。
藉由以上較佳之具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本創作之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實例來對本發明之範疇加以限制。相反的，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範疇內。
701‧‧‧電壓迴路誤差放大器
702‧‧‧乘法器
703‧‧‧電流迴路誤差放大器
704‧‧‧脈波產生器
705‧‧‧正反器
706‧‧‧及閘
707‧‧‧反向器
708‧‧‧峰值零點檢測電路
709‧‧‧峰值檢測與零點檢測訊號的輸出訊號
713‧‧‧橋式整流器
714‧‧‧PFC結構電路
第1圖為習知技術之臨界模式CRM PFC的電路整體控制方塊圖。
第2圖為習知技術之連續導通模式CCM PFC的電路整體控制方塊圖。
第3圖為習知技術之取樣與維持電路：第3圖(A)為開迴路取樣與維持電路；第3圖(B)為閉迴路式取樣與維持電路架構。
第4圖為本發明採用之取樣與維持電路。
第4圖(A)為開迴路式取樣與維持電路結合誤差放大器架構；第4圖(B)為開迴路式取樣與維持電路結合乘法器架構。
第5圖係依據本發明實施例在輕載時之工作時序圖。
第6圖係依據本發明實施例在一定負載以上時之工作時序圖。
第7圖係依據本發明實施例控制器架構圖
701‧‧‧電壓迴路誤差放大器
702‧‧‧乘法器
703‧‧‧電流迴路誤差放大器
704‧‧‧脈波產生器
705‧‧‧正反器
706‧‧‧及閘
707‧‧‧反向器
708‧‧‧峰值零點檢測電路
709‧‧‧峰值檢測與零點檢測訊號的輸出訊號
713‧‧‧橋式整流器
714‧‧‧PFC結構電路

Claims (2)

  1. 一種功率因數修正器之控制方法，至少包含：於輸入電壓的零點與峰值處，分別為輸出電壓與前饋電壓的平均值；利用取樣與維持技術具有在一定的時間內，將輸出電壓與前饋電壓的平均值保持固定的特點，當輸入電壓信號為零或者是峰值時，此時零點檢知器與峰值檢知器將產生控制輸入信號，分別觸發位於電壓迴路與電流迴路的取樣與維持電路；結果可以得到輸出電壓與前饋電壓的平均值，因此功率因數修正器將不會具有市電兩倍頻率所引起的輸入電流諧波，而且暫態響應也會變快。
  2. 一種功率因數修正器之控制裝置，具有：一個功率因數修正器，為一個連續導通模式(Continue Conduction mode,CCM)或者是臨界模式(Critical mode,CRM)的控制模式控制器或者CRM/CCM混合型；該功率因數修正器電路具有一個電壓迴路誤差放大器，其輸出連至一個乘法器；該乘法器之輸出連至一個電流迴路誤差放大器之正輸入；一個電流檢知訊號連至該電流迴路誤差放大器之負輸入；一個正反器，該電流迴路誤差放大器之輸出連至該正反器之R輸入；一個脈波產生器或者是零電流檢知器之輸出連至該正反器之S輸入；該正反器輸出為功率因數修正器之開關驅動信號；其特徵至少包含：外部電路的配置：一組取樣與維持電路位於電壓迴路上，該取樣與維持電路之輸出連至該功率因數控制器的乘法器輸入端，作為輸出電壓平均值之取樣；另一組取樣與維持電路則位於前饋電壓迴路上，該前饋電壓 迴路誤差放大器之輸出則連至該功率因數控制器的乘法器；兩組取樣與維持電路則受控於線電壓檢測電路之零點與峰值檢知訊號。
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