CN112117888B - 基于过零点电流畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法 - Google Patents

基于过零点电流畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明一种基于过零点畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法,包括以下步骤:在图腾柱式功率因数校正整流器的电网电压过零点区域内,通过以网侧电压相位触发的平均算法提取电流畸变的信息,并在整个工频周期内在电流环的参考值中对其进行补偿,以消除电流在过零点处的波形畸变。在其他阶段,控制环的主要功能是根据先前的计算结果进行电流参考值的补偿,因此,新型控制策略并未给控制器增加计算负担和复杂度,且不会降低变换器的稳定性。

Description

基于过零点电流畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法
技术领域
本发明属于电力技术领域,具体涉及一种消除图腾柱式功率因数校正(PowerFactor Correction,PFC)整流器交流电压过零点处电流畸变的的控制方法。
背景技术
大量常见的用电设备需要通过电力电子变换器将交流市电转化为符合要求的直流电能,以为负载提供所需的能量,如电动汽车车载充电器、电脑、洗衣机等。传统二极管整流电路会产生大量高次谐波,导致严重的电力环境污染与较低的能源利用率。为保证电网电能质量以及能量转换效率,国际和国内相关组织制定了IECl000-3-2、IEC555-2、IEEE519等标准,对接入电网电气设备的电流谐波水平实施严格的限制,使得PFC技术成为了整流电路不可或缺的部分。
传统功率因数校正电路采用无源器件实现电网电压电流同相位,体积重量大且PFC效果并不理想。相比之下,有源PFC采用电力电子技术中各种基本电路或其衍生拓扑,通过对能量传输的优化控制来实现单位功率因数,具有效率高、重量小等优点,成为了工业和学术界的主要研究对象。目前AC-DC设备由前级PFC电路和后级DC-DC电路构成。这种两级式PFC虽可以实现较高的功率因数,但是电路中使用器件较多,不利于设备的成本控制和效率提升。
与此同时,图腾柱整流器作为一种单级无桥PFC拓扑,由于其所用的电力半导体器件数量最少,工作时其输入电流路径只通过一个高频开关管和一个工频开关管,器件通态和开关损耗均大幅降低,使其成为成本、效率、功率密度最优的AC-DC变换器之一。因此,图腾柱整流器的拓扑及其控制方法的优化成为国内外学者的研究热点。
图腾柱PFC电路的典型工作模式分为临界导通模式(Critical Mode,CRM)以及连续电流导通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)。CRM模式的实现相对容易,然而其电流谐波含量大,进而增大滤波器体积和重量,因此CRM模式往往适用于小功率PFC场合。CCM模式的控制和实现相对复杂,但其电流谐波含量较小,对滤波器的设计要求更低。对于车载充电机等便携式用电设备来说,对变换器的体积和重量要求更为严格,为减小电路的尺寸以及重量,CCM模式的应用优势更加突出。
典型的PFC电路采用双闭环控制,其关键是通过对电网电流的调节来控制输出电压,同时保证电路实现电网侧单位功率因数。
PFC闭环控制系统的设计关键在于,电流环的输入信号为工频信号,为使得电流对于参考值具有良好的跟随效果,电网频率处对应的环路增益应尽可能大,以便消除静态误差;与此同时,为了降低电路的谐波含量,需要降低控制回路其它频率段的增益,设计往往需要在电流的谐波含量和动态响应之间进行权衡。
为获得工频处尽可能大的电流环增益,在环路设计时往往选取比例谐振控制器(Proportional Resonant Controller,PR控制器)。PR控制器的选取会使得控制环路设计的矛盾得以缓和。然而,在输入电压过零点处,控制器对于响应速度的要求更高,而此时电路对于控制量与参考量之间的偏差也更为敏感,响应速度与抗扰性之间的矛盾尤为突出。因此,工作于连续电流导通模式(Continuous Current Mode,CCM)下的图腾柱PFC整流电路在交流电压的过零点附近易发生显著的电流波形畸变,其产生的电流谐波与电磁干扰(Electromagnetic Interference,EMI)等不利影响会严重损害电气设备的性能和效率。
现有的解决方式包括提高环路增益、预设过零点开关切换顺序等方法。环路增益的提高,可加快控制器的响应速度,使其更快进入过零点后的稳态工作模式,减小电流畸变的持续时间而改善电流波形。然而,这种方式虽可提高过零点附近的波形质量,但会增大电网频率点之外频域的环路增益,使得变换器整体的谐波含量增加,不利于降低滤波器的成本和体积。预设过零点开关切换顺序的方法由德州仪器(Texas Instruments,TI)公司Bosheng Sun等人在文献“How to reduce current spikes at AC zero-crossing fortotem-pole PFC”中提出并采用。这种方式人为地对过零点附近的开关顺序以及脉冲长度进行了预设,而封锁了系统自身的控制器指令,可以减轻过零点附近波形的畸变程度。然而,这种方式缺乏灵活性,应对不同的负载状况,无法始终保证电流过零点畸变的矫正效果。
综上所述,图腾柱式PFC整流器在连续导通工作模式下交流电压过零点处电流畸变的问题亟待解决。
发明内容
为解决现有技术中交流电压过零点处电流畸变的问题,本发明提出了一种基于过零点电流畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法。
为实现上述目的,本发明采用以下技术手段:
一种基于过零点畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法,包括以下步骤:
在图腾柱式功率因数校正整流器的电网电压过零点区域内,通过以网侧电压相位触发的平均算法提取电流畸变的信息,并在整个工频周期内在电流环的参考值中对其进行补偿,以消除电流在过零点处的波形畸变。
作为本发明的进一步改进,所述图腾柱整流器包括电感L、电容C、四个全控型器件S1、S2、S3及S4,其中,全控型器件S1和全控型器件S2为互补导通的高频开关管,全控型器件S3和全控型器件S4为互补导通的电网频率开关管;输入端正极连接电感L一端连接,电感L另一端分别连接全控型器件S1的源极和全控型器件S2的漏极,全控型器件S1的漏极和全控型器件S2的源极分别连接电阻R的正负极;电容C与电阻R并联;输入端负极连接全控型器件S3的源极和全控型器件S4的漏极,全控型器件S3的漏极和全控型器件S4的源极分别连接电阻R的正负极。
作为本发明的进一步改进,在电网电压的正半周期,全控型器件S4导通而全控型器件S3关断,电感通过全控型器件S2和全控型器件S4充电,通过全控型器件S1和全控型器件S4放电;在电网电压的负半周期,全控型器件S3导通而全控型器件S4关断,电感通过全控型器件S1和全控型器件S3充电,通过全控型器件S2和全控型器件S3放电。
作为本发明的进一步改进,电流畸变提取算法为:
由锁相环输出的电网电压角度θ触发,当θ达到0°或180°时,即处于电压过零点处,电流畸变提取算法被使能,采样的电流与当前的电流参考值做差,计算结果进入累加器,并进行提取算法的运行次数计数。
作为本发明的进一步改进,所述电流畸变提取算法具体为:
设置电流畸变提取程序的使能角度θen,当θ=θen或θ=180°+θen时,封锁电流畸变计算程序,按照公式(6),对累加器中的n个电流偏差量求取平均值,即得到电流的畸变信息ΔIdistortion
Figure BDA0002629820250000041
其中,i为电感电流的采样值;I·sinwt为电流内环的参考值;累加次数n为畸变角度θen内控制程序的运行次数;
将畸变量反馈至电流环的参考值,对电流的畸变进行精确的补偿。
与现有技术相比,本发明具有以下优点:
本发明控制方法,在图腾柱式功率因数校正(PFC)整流器的电网电压过零点区域内,通过以网侧电压相位触发的平均算法提取电流畸变的信息,并在整个工频周期内进行精确补偿,以消除电流在过零点处的波形畸变。相比于传统的电压电流双闭环控制,添加了额外的电流畸变矫正闭环控制,形成了三环控制。电流畸变环处于电流内环与电压外环之间,其优势在于虽然添加了额外的控制环,但其主要算法仅在电流过零点处运行,在其他阶段,控制环的主要功能是根据先前的计算结果进行电流参考值的补偿,因此,新型控制策略并未给控制器增加计算量和复杂度,且不会降低变换器的稳定性。
进一步地,此算法由电网相位触发,并在使能范围θen外进行封锁。使能角度θen可通过离线观测或在线提取两种方法获得,设计者可以结合具体情况选取适合的方案。
附图说明
图1为图腾柱的拓扑结构;
图2为图腾柱电路的工作模式;其中,(a)为图腾柱电路在正半周的工作模式;(b)为图腾柱电路在负半轴的工作模式;
图3为图腾柱电路基于PR控制器的电流环幅频响应;
图4为图腾柱电路在过零点处电流畸变问题的仿真电流波形;
图5为图腾柱电路利用增加带宽消除电流过零点畸变的仿真电流波形;
图6为图腾柱电路利用本发明提出的精准矫正策略消除电流过零点畸变的仿真电流波形;
图7为经典的图腾柱PFC电路双闭环控制框图;
图8为本发明提出的图腾柱电路过零点畸变精确补偿的控制框图;
图9为本发明所提出控制策略中畸变信息提取环节的具体实施框图;
图10为图腾柱电路电流过零点畸变的实验测试波形;
图11为应用本发明所提控制策略消除电流过零点畸变的实验测试波形。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案,下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例,而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例,都应当属于本发明保护的范围。
由于图腾柱式整流器在正负半周的控制环路相同而电压极性和功率流动参考方向相反,因此电流的畸变具有关于过零点的点对称特性。据此,在过零点后的电流畸变期间内提取其信息,利用平均算法进行数字滤波,并在下一个工频周期内在电流环的参考值中对其进行补偿,实现过零点处电流畸变的精准矫正和消除,降低网侧电流的总谐波含量(Total Harmonics Distortion,THD),从而减小电磁干扰,降低滤波器的体积和成本,实现更好的电路性能。
本发明首先分析了图腾柱式PFC整流电路的过零点电流畸变的本质原因。
图腾柱PFC电路的拓扑见图1。主电路的基本工作模式见图2。工作过程简述如下。图腾柱整流器具有四个全控型器件S1~4,其中,全控型器件S1和全控型器件S2为互补导通的高频开关管,全控型器件S3和全控型器件S4为互补导通的电网频率开关管。在电网电压的正半周期,S4导通而S3关断,电感通过S2和S4充电,通过S1和S4放电;在电网电压的负半周期,S3导通而S4关断,电感通过S1和S3充电,通过S2和S3放电。在任意的半个工频周期内,图腾柱式整流器均表现为Boost电路特性,进而可以合理控制电流使变换器网侧电压电流同相位。
以电压由正半周期切换至负半周期的过零点为例,进行图腾柱式PFC整流器电流过零点处畸变原因的定性分析。对于过零点前后两个半波周期,图腾柱电路的工作模式具有对称性,即输入电压的极性相反、输入侧功率流动的参考方向相反而输出电压极性相同,在这两种工作模式下,图腾柱电路的控制环路是相同的,其本质上都是Boost型拓扑的电压电流双闭环控制。然而,在过零点处两种工作模式间进行切换后,其等效的Boost拓扑中电感的充放电路径发生了翻转。考虑到控制器积分环节的惯性作用以及自身响应速度的限制,其能否在尽可能短的时间内达到切换后对应更新后的Boost模态的稳态,决定了是否会在过零点处发生明显的电流畸变。由于过零点附近电网电压很小,电感的充放电情况由母线电压主导,电流变化率大,也即,电感电流的变化对于占空比极其敏感。若控制器不能在短时间内到达稳态并及时跟踪正弦电流指令值,则电流会发生明显的波形畸变。
显然,电流过零点波形畸变的本质原因是控制器不能在过零点切换后的短时间内达到电路模态更新后的稳定状态,最简单直接的改良策略即提高控制器的带宽和响应速度,这也是目前工业界最为常用的一种方式。这种方法虽然可以减小电流在过零点处的畸变程度,但控制器带宽的增加,势必会牺牲其抑制谐波的能力,电路的总谐波含量很可能不增反减。对此,需要提高滤波器的体积和重量,以满足各类国际电气标准对于用电设备电能质量的要求,综合来看,这种方式不可取。也即,在保证图腾柱式整流器抑制谐波能力的前提下,采用传统的电流补偿器是无法避免电流过零点畸变的。
进一步地,本发明以电路处于正半周的工作状态为例,建立了图腾柱式整流器及其控制环路的小信号模型,对电路过零点电流畸变现象及其应对措施进行了定量分析。
图腾柱式PFC整流器的基本电路方程为:
Figure BDA0002629820250000081
将工频工作点作为电路的稳态工作点,对电路进行小信号扰动分析,令:
Figure BDA0002629820250000082
得到:
Figure BDA0002629820250000083
从而得到电路的频域模型:
Vg(s)-Vbus(s)·[1-D]+Vbus·D(s)=L·s·IL(s)+IL(S)·RL (4)
由于电流内环的性能直接决定了电流的波形质量,因此将对其进行详细的分析。由电路的频域模型,可以得到控制器输出占空比至电感电流的传递函数为:
Figure BDA0002629820250000084
电流环补偿器的选取应保证在电网频率处具有尽可能高的增益,以实现电流对于参考信号的跟踪效果。而对于其他频段的增益应尽可能低,以抑制电流谐波的产生,保证电流的波形质量。若采取工业界最为常用的PID控制器,增加工频增益的同时会不可避免地增加其他频段的增益,在电路中产生谐波震荡,显然不合适。
大部分的PFC控制环路设计均采用了比例谐振控制器(Proportional ResonantController,PR控制器),其幅频响应如图3。PR控制器的选取可以大幅度增加谐振频率处的增益,使得电流的跟随效果更好。然而,控制器整体的响应速度不高,上文所述的电流畸变问题较为明显,如图4中仿真波形所示。在应对此问题时,PR控制器往往需要增强其比例控制分量的占比,以提高瞬时的控制响应速度。但是比例控制占比的提高会使得PR控制器牺牲其对非谐振频率谐波的抑制效果,改善过零点波形畸变的同时会增加变换器的总谐波含量,仿真结果如图5所示。此时,图腾柱式PFC整流器的THD并未得到明显改善。
因此,采用PR控制器时,过零点附近电流的波形质量和非过零点处的电流谐波含量之间仍旧存在矛盾。当控制器的带宽较低、响应速度较慢时,电路整体的谐波含量较低,而电流过零点畸变较为明显;而增加控制器的带宽以提高控制器的响应速度从而消除过零点处的电流畸变时,减弱电流畸变的同时显著增加了电流的谐波成分。
本发明从不同的角度对图腾柱PFC整流器的电流过零点畸变进行了分析并提出了电流畸变的精准矫正控制策略。
以上提到的传统的解决方案,往往从电流控制环路的响应速度直接入手,因此在改善过零点处电流波形畸变的同时难免会牺牲变换器在其他频段的抗谐波能力。在本发明中,电流的过零点畸变被视为注入电路的干扰量,优化设计合适的算法提取出畸变量,并据此在工频周期内对电流的畸变进行精确的补偿,以最终消除电流在过零点处的波形畸变。
电流畸变信息提取的具体过程如下:
电流畸变提取算法由锁相环输出的电网电压角度θ触发,当θ达到0°或180°时,也即处于电压过零点处,电流畸变提取算法被使能,采样的电流与当前的电流参考值做差,计算结果进入累加器,并进行提取算法的运行次数计数。本设计在每个开关周期均进行了电流畸变信息的提取。然而,电流畸变信息的提取并不需要在整个工作过程执行,仅需要在过零点后的短期内执行即可获得准确的电流畸变信息。因此,设置电流畸变提取程序的使能角度θen。当θ=θen或θ=180°+θen时,封锁电流畸变计算程序,按照公式(6),对累加器中的n个电流偏差量求取平均值,即可得到电流的畸变信息ΔIdistortion
Figure BDA0002629820250000101
将畸变量反馈至电流环的参考值,可以对电流的畸变进行精确的补偿。此处应当注意一个控制环路实施细节。在当前工频周期过零点领域内进行电流畸变信息的提取时,并不能实时获取当前周期的畸变量。因此,反馈至电流环输入的电流畸变量应采用上一周期的计算结果。也即,在第p个工频周期,电流畸变提取程序会在θen结束时计算得到第p个周期的电流畸变量CDp(Current Distortion pth),而此时电流环路畸变补偿量为CDp-1。经过电流畸变量的负反馈,可以在不改变原有控制器设计参数的前提下,消除电流的过零点波形畸变。
其中,θen表征着在进行过零点畸变矫正之前电流的畸变持续时间,因此其数值取决于原始PR控制器的带宽以及电路参数。θen的确定方法有较大的灵活性。首先,若变换器的设计工作具有较高的可重复性,则可以在未加入电流畸变的矫正策略前,通过示波器观察得到电流明显畸变的相位范围,由此得到θen,此方法的优点在于不会增加算法的复杂度,利于系统稳定。其次,可以通过算法进行θen的预计算。在图腾柱式整流器启动后的一段时期内封锁电流矫正控制环的补偿支路,仅运行电流畸变的提取算法,并记录相位值,在多个周期内取平均值,即可求得θen的值。此方法的优点在于更加灵活,缺点在于增加了算法的复杂程度,电路启动后的小短时间内会存在电流的波形畸变。设计者可结合变换器的设计环境在以上方法中灵活选取。
仿真实施例
根据本发明提出的电流过零点畸变消除策略,进行了仿真。
运用本发明提出的控制策略,得到的电流仿真波形如图6所示。对比图4和6,可以得到,电流畸变的精准补偿矫正策略可在无额外电流谐波的情况下,消除电流的过零点畸变。
这种控制策略不会影响原有电流环PR补偿器的参数,因此能够保证电路良好的抗扰性。同时,由于电流的修正程序不依赖电路的负载状态,因此即使电路的稳态工作点发生变化,本发明对于电流畸变的矫正效果也不会受到影响。在轻载状态下,本发明所提出的补偿控制策略依旧对电流在过零点处的畸变具有良好的抑制效果,维持较低的THD水平,提高变换器的功率因数,缓解EMI问题,对于电路性能的改善效果更加明显。
下面结合附图和实例对本发明的具体实施作进一步的说明。
设计图腾柱样机,参数见表1。
表1图腾柱样机参数
Figure BDA0002629820250000121
依据经典的PFC控制理论,建立双闭环控制结构,如图6。
此时,运行图腾柱式PFC整流器,能够发现在交流电压的过零点处有明显的电流畸变,实测波形见图10。此时图腾柱样机的功率因数为94%。
在前述的经典控制结构上,进行电流畸变信息的提取以及精准补偿,形成电流畸变量反馈控制环路,控制框图如图8。
其中,电流畸变量的计算方法为:在过零点后的θen角度范围内(经实验验证,未加任何畸变矫正措施前,在过零点后7°的范围内,电流波形畸变明显。因此,θen选取为7°),将电流采样值与电流内环的参考值进行做差,得到的差值进入累加器进行累加,并记录做差的次数。当过零点后的角度超出θen时,封锁电流畸变提取程序,将累加器的值取平均数,作为电流波形畸变量,在下一个工频周期内反馈至电流环输入进行补偿。此时,再次运行图腾柱式PFC整流器,可发现电流的畸变得到了明显的消除,同时,在未对电路其他参数做出任何改变的前提下,电路的谐波含量并未增加,如图11所示。
对前后两次的实验数据进行处理,分析并对比其功率因数,对比如表2。
表2应用电流畸变矫正策略前后功率因数对比
Figure BDA0002629820250000122
Figure BDA0002629820250000131
分析可知,本发明消除了图腾柱电路在输入电压过零点处的电流畸变,显著降低了电路的谐波含量,提高了变换器的功率因数。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合,为使描述简洁,未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述,然而,只要这些技术特征的组合不存在矛盾,都应当认为是本说明书记载的范围。
以上实施例仅表达了本发明的几种实施方式,其描述较为具体和详细,但并不能因此理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是,对于本领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明构思的前提下,还可以做出若干变形和改进,这些都属于本发明的保护范围。因此,本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。
应该理解,以上描述是为了进行图示说明而不是为了进行限制。通过阅读上述描述,在所提供的示例之外的许多实施例和许多应用对本领域技术人员来说都将是显而易见的。因此,本教导的范围不应该参照上述描述来确定,而是应该参照前述权利要求以及这些权利要求所拥有的等价物的全部范围来确定。出于全面之目的,所有文章和参考包括专利申请和公告的公开都通过参考结合在本文中。在前述权利要求中省略这里公开的主题的任何方面并不是为了放弃该主体内容,也不应该认为申请人没有将该主题考虑为所公开的发明主题的一部分。

Claims (3)

1.一种基于过零点畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法,其特征在于,包括以下步骤:
在图腾柱式功率因数校正整流器的电网电压过零点区域内,通过以网侧电压相位触发的平均算法提取电流畸变的信息,并在整个工频周期内在电流环的参考值中对其进行补偿,以消除电流在过零点处的波形畸变;
电流畸变提取算法为:
由锁相环输出的电网电压角度θ触发,当θ达到0°或180°时,即处于电压过零点处,电流畸变提取算法被使能,采样的电流与当前的电流参考值做差,计算结果进入累加器,并进行提取算法的运行次数计数;
所述电流畸变提取算法具体为:
设置电流畸变提取程序的使能角度θen,当θ=θen或θ=180°+θen时,封锁电流畸变计算程序,按照如 下公式对累加器中的n个电流偏差量求取平均值,即得到电流的畸变信息ΔIdistortion
Figure FDA0003104838950000011
其中,i为电感电流的采样值;I·sinwt为电流内环的参考值;累加次数n为畸变角度θen内控制程序的运行次数;
将畸变量反馈至电流环的参考值,对电流的畸变进行精确的补偿。
2.根据权利要求1所述的基于过零点畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法,其特征在于,所述图腾柱整流器包括电感L、电容C、四个全控型器件S1、S2、S3及S4,其中,全控型器件S1和全控型器件S2为互补导通的高频开关管,全控型器件S3和全控型器件S4为互补导通的电网频率开关管;输入端正极连接电感L一端,电感L另一端分别连接全控型器件S1的源极和全控型器件S2的漏极,全控型器件S1的漏极和全控型器件S2的源极分别连接电阻R的正负极;电容C与电阻R并联;输入端负极连接全控型器件S3的源极和全控型器件S4的漏极,全控型器件S3的漏极和全控型器件S4的源极分别连接电阻R的正负极。
3.根据权利要求2所述的基于过零点畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法,其特征在于,在电网电压的正半周期,全控型器件S4导通而全控型器件S3关断,电感通过全控型器件S2和全控型器件S4充电,通过全控型器件S1和全控型器件S4放电;在电网电压的负半周期,全控型器件S3导通而全控型器件S4关断,电感通过全控型器件S1和全控型器件S3充电,通过全控型器件S2和全控型器件S3放电。
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