CN113726210B - 两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路及方法 - Google Patents

两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路及方法 Download PDF

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Abstract

本发明一种两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路及方法，包括第一双有源桥模块和第二双有源桥模块和单相并网逆变器，直流电源Vin正极接第一双有源桥模块和第二双有源桥模块的输入正极，直流电源Vin负极接第一双有源桥模块和第二双有源桥模块的输入负极，第一双有源桥模块的输出正极接单相并网逆变器INV直流母线正极，第一双有源桥模块的输出负极接第二双有源桥模块输出正极，第二双有源桥模块输出负极接单相并网逆变器INV直流母线负极，单相并网逆变器输出接单相交流电网Vgrid；通过差异化母线电容，设计电容电压纹波互补算法实现单相并网逆变器直流母线低电压纹波，同时阐明了母线电容容值的优选策略，便于工程应用。

Description

两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路及方法
技术领域
本发明属于新能源光伏、燃料电池等分布式发电领域，具体涉及一种两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路及方法。
背景技术
在光伏、燃料电池等新能源发电系统中，两级结构隔离型单相并网逆变器将低压直流电转换为高压交流电汇入电网。其中，前级隔离型DC-DC变换器满足宽输入电压范围调节，后级DC-AC逆变器保证高质量并网控制，在新能源发电领域得到了广泛应用。但其恒定直流输入功率和交变输出功率之间的瞬时功率差异导致系统中存在二次谐波功率，在输入侧和直流母线上分别产生低频纹波电流、低频纹波电压。输入低频纹波电流使燃料电池所需容量增大、系统成本上升；使太阳能电池在最大功率点附近震荡，能量利用效率降低。此外，直流母线低频纹波电压使逆变器输出电能质量恶化，难以满足并网技术要求。增大母线电容可减小低频纹波电压，电解电容具有体积小、成本低的高储能密度优势，但是其寿命只有1～2年；薄膜电容的寿命约为电解电容的3～5倍，然而其成本和体积是电解电容的10倍。新能源并网设备为满足运行年限要求，不惜成本采用薄膜电容设计。因此，有效抑制母线低频纹波，减小母线容值需求具有显著的工程应用价值。
解决两级式单相并网逆变器中低频纹波问题的现有方案大体可以分为两类：无源功率解耦技术和有源功率解耦技术。无源功率解耦增大无源元件来缓冲系统的低频纹波能量。一种方法是通过增大直流母线电容容值C来降低电压纹波；另一种方法是利用谐振频率为二倍纹波频率的LC滤波器吸收低频纹波电流。然而，该技术所需电感值和电容容值极大，不满足电能变换装置低成本、小型轻量化的应用发展需求。
有源功率解耦技术利用电路本身或者控制算法实现对低频纹波电压抑制，减小电容或电感需求。其中拓扑型有源功率解耦技术引入额外的小容量变换器来吸收低频纹波能量，但该类方法成本、体积和功率损耗较大。基于控制算法的有源功率解耦技术在不改变原有电路的基础上，通过优化控制算法降低二倍频纹波能量对电感或电容的影响，二倍频纹波功率仍在主电路流动，此类技术对直流变换器拓扑依赖性强，控制算法复杂，需要较多储能元件和控制自由度。
综上所述，两级式单相并网逆变器中亟待一种广泛适用、控制逻辑简单、低成本小型轻量化的低频纹波抑制方案。
发明内容
本发明的目的在于针对两级式单相逆变器低频纹波问题，提供一种两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路及方法，该电路是具备母线低频纹波主动抑制能力的模块化双有源桥(DAB)并网逆变器主电路。该设计在实现电路基本功能的同时，避免低频纹波能量对直流侧和交流侧的不利影响，大幅度降低直流母线电容需求，兼得母线小容值和低电压纹波的综合性能优势。
为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：
一种两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路，包括第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2和单相并网逆变器INV，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2采用输入并联输出串联结构；
直流电源Vin正极接第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入正极，直流电源Vin负极接第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入负极，第一双有源桥模块DAB1的输出正极接单相并网逆变器INV直流母线正极，第一双有源桥模块DAB1的输出负极接第二双有源桥模块DAB2输出正极，第二双有源桥模块DAB2输出负极接单相并网逆变器INV直流母线负极，单相并网逆变器输出接单相交流电网Vgrid；
所述第一双有源桥模块DAB1包含输入电容Cin1、H桥逆变电路Hinv1、辅助电感L1、高频变压器T1、H桥整流器Hrec1、输出电容C1；Cin1正极接Hinv1直流侧的正极，Cin1负极接Hinv1直流侧的负极，Hinv1的交流侧一端与电感L1一端相连，Hinv1的交流侧另一端接变压器T1输入侧2端口，L1另一端接变压器T1输入侧1端口，变压器输出侧两个端口接Hrec1交流侧两个端口，Hrec1直流输出正极接C1正极，Hrec1直流输出负极接C1负极；
所述第二双有源桥模块DAB2包含输入电容Cin2、H桥逆变电路Hinv2、辅助电感L2、高频变压器T2、H桥整流器Hrec2、输出电容C2；Cin2正极接Hinv2直流侧的正极，Cin2负极接Hinv2直流侧的负极，Hinv2的交流侧一端与电感L2一端相连，Hinv2的交流侧另一端接变压器T2输入侧2端口，L2另一端接变压器T2输入侧1端口，变压器输出侧两个端口接Hrec2交流侧两个端口，Hrec2直流输出正极接C2正极，Hrec2直流输出负极接C2负极。
作为本发明的进一步改进，所述单相并网逆变器INV包含H桥逆变电路Hinv、滤波电感Lf、滤波电容Cf，Hinv交流侧一端接滤波电感Lf的一端，Hinv交流侧另一端接单相电网Vgrid的中性点，Lf的另一端接滤波电容Cf的一个端口以及Vgrid的相电压，Cf的另一端接单相电网Vgrid的中性点。
作为本发明的进一步改进，所述H桥逆变电路Hinvj包括功率管Qapj、功率管Qanj、功率管Qbpj、功率管Qbnj，功率管Qapj和功率管Qbpj的漏极接Hinvj直流侧母线的正极，功率管Qanj、功率管Qbnj的源极接Hinvj直流侧母线的负极，功率管Qapj的源极接功率管Qanj的漏极，并作为交流侧的一个端口，功率管Qbpj的源极接功率管Qbnj的漏极，并作为交流侧的另一个端口；j＝1，2；
所述H桥整流电路Hreck包括功率管Mapk、功率管Mank、功率管Mbpk、功率管Mbnk组成，功率管Mapk和功率管Mbpk的漏极接Hreck直流侧母线的正极，功率管Mank、功率管Mbnk的源极接Hreck直流侧母线的负极，功率管Mapk的源极接功率管Mank的漏极，并作为交流侧的一个端口，功率管Mbpk的源极接功率管Mbnk的漏极，并作为交流侧的另一个端口；k＝1，2；
所述H桥逆变电路Hinv包括功率管Sap、功率管San、功率管Sbp、功率管Sbn，功率管Sap和功率管Sbp的漏极接Hinv直流侧母线的正极，功率管San、功率管Sbn的源极接功率管Hinv直流侧母线的负极，功率管Sap的源极接功率管San的漏极，并作为交流侧的一个端口，功率管Sbp的源极接功率管Sbn的漏极，并作为交流侧的另一个端口。
作为本发明的进一步改进，电容C1和电容C2容值选取不同，电容C1小于电容C2。
作为本发明的进一步改进，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入功率包含电网频率的二倍频纹波功率；电路的二倍频纹波功率之间的关系满足：
其中，是电容C1输出的二倍频纹波功率，/>是电容C2输出的二倍频纹波功率，Po_2ω是单相并网逆变器输出二倍频纹波功率，Pin_2ω是输入直流电源输入的二倍频纹波功率。
一种两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路的控制方法，包括以下步骤：
利用电容C1和电容C2缓冲低频纹波功率，控制电容电压纹波互补以获得恒定的直流输出电压；使得输入二倍频纹波功率减小为零。
作为本发明的进一步改进，所述方法满足以下约束条件：
①电容电压互补：电容C1和C2的放电电流始终为母线电流ibus，充电电流则分别为第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输出电流iout1、iout2，根据一个开关周期Ts内电容电压变换量互补以及充放电电流与电压变化量的电气关系，建立iout1、iout2与ibus的时变方程，结合双有源桥电路的工作原理推得单移相控制时移相角θ1、θ2需满足的约束条件；
②瞬时功率守恒：稳态工作时，两级双有源桥并网逆变器满足能量守恒定律，即输入功率等于输出功率；要求二倍频纹波功率全部由直流母线电容提供，输入电源只提供直流功率：Pin＝VbusIbus，其中Vbus为直流母线平均电压，Ibus为直流母线平均电流；Pin为第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输入功率之和，结合电路工作原理，计算获得θ1、θ2需满足的约束条件。
作为本发明的进一步改进，电容电压直流稳态工作点控制以及低频纹波分量控制具体包括：
对电容电压直流稳态工作点的控制采用电压外环和均压内环的双闭环结构：电压外环实时采样直流母线电压，经过二倍频陷波器后得到直流平均值与给定电压信号/>做比较得到误差信号，经过电压外环调节器Gv后得到第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2公共移相角θ12；
将θ12送入电容电压互补控制环节，计算得到第一双有源桥模块DAB1的移相角θ1和第二双有源桥模块DAB2的移相角θ2；均压内环采集电容电压和电容电压/>经过二倍频陷波器后得到其直流分量/>和直流分量/>直流分量/>和直流分量/>经过与均压内环给定信号/>作差后送入均压内环调节器Gv_avg，得到的控制量Δθ1、Δθ2对θ1和θ2进行微偏修正，输出移相角θ1+Δθ1、θ2+Δθ2，生成第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的PWM控制信号。
作为本发明的进一步改进，所述电容电压互补控制算法为：
其中M代表单相并网逆变器的调制度，Im代表单相并网逆变器输出交流电压幅值，fs代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2开关频率，Lk代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2电路中辅助电感感值，n代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2电路中高频变压器变比，ω为单相电网角频率。
作为本发明的进一步改进，电容C1和电容C2容值的优化选取综合考虑直流母线低频纹波电压、输入低频纹波电流、高频开关纹波电压，器件峰值电流应力，参数选择流程包括：
以逆变器要求直流母线电压纹波含量的5～10倍，选定传统设计的母线总容值C1+C2；
在给出的参数最优选择区间中，选定纹波抑制比，得到可选曲线簇，结合装置成本等因素，确定辅助电感感值Lk和容值差异度C1/C2；
由容值差异度和母线总容值计算分裂电容C1和分裂电容C2。
相比于现有技术，本发明具有以下优势：
本发明的主电路包括两个双有源桥模块和单相并网逆变器INV，两个双有源桥模块采用输入并联输出串联结构；该电路主动利用母线分裂电容电荷的精确控制和能量再分配，实现其瞬时电压纹波互补，根本解决直流母线小容值和低电压纹波、低电流纹波之间的固有矛盾。传统设计采用IPOS结构的模块化双有源桥直流变换器，母线分裂电容容值相同，无法对二倍频纹波能量进行有效缓冲，为了降低电压纹波不得不采用大容值的电解电容，缩短装置寿命和可靠性。而本发明在保证低母线电压纹波和低输入电流纹波的前提下，大幅度减小对母线电容需求，有助于采用小容值、性能更加优异的固态电容，提升装置综合性能。基于此方法设计的两级式单相逆变系统，直流母线电压纹波降低到现有设计的20％以下，输入电流纹波最多降低50％。与其他低频纹波抑制方法相比，差异容值设计的控制算法更加简单有效，可在现有控制器的基础上进行功能升级，大幅降低对系统内无源元件的需求。
同时，本发明考虑元器件电热应力、电流纹波抑制效果、电压纹波抑制效果、高频开关纹波抑制效果等因素，量化评估其与电容差异度C1/C2之间的关系，给出设计方案硬件参数的最优选择区间，用于指导实际工程应用。在光伏发电、燃料电池发电等领域，可得到广泛应用。
附图说明
图1为本发明两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制主电路；
其中，(a)为两级双有源桥并网逆变器主电路拓扑；(b)为H桥逆变电路Hinvj拓扑；(c)为H桥整流电路Hreck拓扑；(d)为H桥逆变电路Hinv拓扑；
图2为电压互补控制典型工作波形图；
图3为不可控区间极坐标图；
图4为不可控区间长度随C1/C2变化曲线；
图5为考虑不可控区间的电压互补控制典型工作波形图；
图6为母线电压纹波抑制比随C1/C2变化曲线；
图7为输入电流纹波抑制比随C1/C2变化曲线；
图8为纹波互补控制框图；
图9为实验波形对照图；
其中，(a)为未采用本设计方法的传统设计实验波形；(b)为采用本设计方法的实验波形；
图10为理论曲线和实验曲线对照图；
其中，(a)为母线电压纹波抑制比随C1/C2变化的理论曲线和实验曲线；(b)为输入电流纹波抑制比随C1/C2变化的理论曲线和实验曲线。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所述的实施例仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明一种两级双有源桥并网逆变器包括输入直流电源Vin、2个第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2、1个单相并网逆变器INV，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2采用输入并联输出串联(IPOS)结构；
直流电源Vin正极接第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入正极，直流电源Vin负极接第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入负极，第一双有源桥模块DAB1的输出正极接单相并网逆变器INV直流母线正极，第一双有源桥模块DAB1的输出负极接第二双有源桥模块DAB2输出正极，第二双有源桥模块DAB2输出负极接单相并网逆变器INV直流母线负极，单相并网逆变器输出接单相交流电网Vgrid；
所述第一双有源桥模块DAB1包含输入电容Cin1、H桥逆变电路Hinv1、辅助电感L1、高频变压器T1、H桥整流器Hrec1、输出电容C1。Cin1正极接Hinv1直流侧的正极，Cin1负极接Hinv1直流侧的负极，Hinv1的交流侧一端与电感L1一端相连，Hinv1的交流侧另一端接变压器T1输入侧2端口，L1另一端接变压器T1输入侧1端口，变压器输出侧两个端口接Hrec1交流侧两个端口，Hrec1直流输出正极接C1正极，Hrec1直流输出负极接C1负极；
所述第二双有源桥模块DAB2包含输入电容Cin2、H桥逆变电路Hinv2、辅助电感L2、高频变压器T2、H桥整流器Hrec2、输出电容C2。Cin2正极接Hinv2直流侧的正极，Cin2负极接Hinv2直流侧的负极，Hinv2的交流侧一端与电感L2一端相连，Hinv2的交流侧另一端接变压器T2输入侧2端口，L2另一端接变压器T2输入侧1端口，变压器输出侧两个端口接Hrec2交流侧两个端口，Hrec2直流输出正极接C2正极，Hrec2直流输出负极接C2负极；
所述单相并网逆变器INV包含H桥逆变电路Hinv、滤波电感Lf、滤波电容Cf，Hinv交流侧一端接滤波电感Lf的一端，Hinv交流侧另一端接单相电网Vgrid的中性点，Lf的另一端接滤波电容Cf的一个端口以及Vgrid的相电压，Cf的另一端接单相电网Vgrid的中性点。
所述H桥逆变电路Hinvj由4个N沟道型MOSFET功率管Qapj、MOSFET功率管Qanj、MOSFET功率管Qbpj、MOSFET功率管Qbnj组成，MOSFET功率管Qapj和MOSFET功率管Qbpj的漏极接Hinvj直流侧母线的正极，MOSFET功率管Qanj、MOSFET功率管Qbnj的源极接Hinvj直流侧母线的负极，MOSFET功率管Qapj的源极接MOSFET功率管Qanj的漏极，并作为交流侧的一个端口，MOSFET功率管Qbpj的源极接MOSFET功率管Qbnj的漏极，并作为交流侧的另一个端口(j＝1，2)。
所述H桥整流电路Hreck由四个N沟道型MOSFET功率管Mapk、MOSFET功率管Mank、MOSFET功率管Mbpk、MOSFET功率管Mbnk组成，MOSFET功率管Mapk和MOSFET功率管Mbpk的漏极接Hreck直流侧母线的正极，MOSFET功率管Mank、MOSFET功率管Mbnk的源极接Hreck直流侧母线的负极，MOSFET功率管Mapk的源极接MOSFET功率管Mank的漏极，并作为交流侧的一个端口，MOSFET功率管Mbpk的源极接MOSFET功率管Mbnk的漏极，并作为交流侧的另一个端口(k＝1，2)。
所述H桥逆变电路Hinv由4个N沟道型MOSFET功率管Sap、MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbp、MOSFET功率管Sbn组成，MOSFET功率管Sap和MOSFET功率管Sbp的漏极接MOSFET功率管Hinv直流侧母线的正极，MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbn的源极接Hinv直流侧母线的负极，MOSFET功率管Sap的源极接MOSFET功率管San的漏极，并作为交流侧的一个端口，MOSFET功率管Sbp的源极接MOSFET功率管Sbn的漏极，并作为交流侧的另一个端口。
作为本发明的进一步改进，直流母线电容C1和C2容值选取不同，C1小于C2。
作为本发明的进一步改进，所述两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路的二倍频纹波功率之间的关系满足：
其中，是电容C1输出的二倍频纹波功率，/>是电容C2输出的二倍频纹波功率，Po_2ω是逆变器输出二倍频纹波功率，Pin_2ω是输入直流电源输入的二倍频纹波功率。
两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路的控制目标是将输入二倍频纹波功率减小为零，即输出所需二倍频纹波功率Po_2ω全部由直流母线电容C1和C2提供，同时尽可能减小直流母线的低频电压纹波。
作为本发明的进一步改进，所述低频纹波抑制方案的控制算法满足以下2个约束条件：
①电容电压互补：电容C1和C2的放电电流始终为母线电流ibus，充电电流分别为第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输出电流iout1、iout2，根据一个开关周期Ts内电容电压变化量互补以及充放电电流与电压变化量的电气关系，可以建立iout1、iout2与ibus的时变方程，结合双有源桥电路的工作原理推得单移相控制时移相角θ1、θ2需满足的约束条件。
②瞬时功率守恒：稳态工作时，两级双有源桥并网逆变器满足能量守恒定律，即输入功率等于输出功率。要求二倍频纹波功率全部由直流母线提供，输入电源只提供直流功率：Pin＝VbusIbus，其中Vbus为直流母线平均电压，Ibus为直流母线平均电流。Pin为第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输入功率之和，结合电路工作原理，计算获得θ1、θ2需满足的约束条件。
作为本发明的进一步改进，所述纹波抑制方案的控制算法中第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的移相角θ1、θ2为：
其中M代表单相并网逆变器的调制度，Im代表单相并网逆变器输出交流电压幅值，fs代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2开关频率，Lk代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2电路中辅助电感感值，n代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2电路中高频变压器变比，ω为单相电网角频率。
作为本发明的进一步改进，纹波互补控制器在传统控制器中增加了电容电压互补控制环节。传统控制器由电压外环实时采样直流母线电压，经过二倍频陷波器后得到直流平均值与给定电压信号/>做比较得到误差信号，经过电压外环调节器Gv后得到第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2公共移相角θ12。均压内环采集电容电压/>和/>经过二倍频陷波器后得到其直流分量/>和/>和/>经过与均压内环给定信号作差后送入均压内环调节器Gv_avg，得到控制量Δθ1、Δθ2，对θ12进行微偏修正，输出移相角θ12+Δθ1、θ12+Δθ2，生成第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的PWM控制信号。稳态时传统控制移相角θ12满足：
纹波互补控制器在电压外环调节器和均压内环之间加入电容电压互补控制环节，对电压外环调节器Gv输出的移相角θ12增加二倍频纹波修正量：
作为本发明的进一步改进，分裂电容C1和C2容值的优化选取综合考虑了直流母线低频纹波电压、输入低频纹波电流、高频开关纹波电压，器件峰值电流应力，给出了参数的最优选择区间和一般化参数选择流程：
(1)以逆变器要求直流母线电压纹波含量的5～10倍，选定传统设计的母线总容值C1+C2；
(2)在给出的参数最优选择区间中，选定纹波抑制比，得到可选曲线簇，结合装置成本等因素，确定辅助电感感值Lk和容值差异度C1/C2。
(3)由容值差异度和母线总容值计算分裂电容C1和C2。
在附图中示出了根据本发明公开实施例的各种结构示意图。下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
如图1(a)所示，为本发明所采用的主电路图，两级双有源桥并网逆变器包括输入直流电源Vin、第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2、1个单相并网逆变器INV，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2采用输入并联输出串联(IPOS)结构。
直流电源Vin正极接第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入正极，直流电源Vin负极接第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入负极，第一双有源桥模块DAB1的输出正极接单相并网逆变器INV直流母线正极，第一双有源桥模块DAB1的输出负极接第二双有源桥模块DAB2输出正极，第二双有源桥模块DAB2输出负极接单相并网逆变器INV直流母线负极，单相并网逆变器输出接单相交流电网Vgrid；
所述第一双有源桥模块DAB1包含输入电容Cin1、H桥逆变电路Hinv1、辅助电感L1、高频变压器T1、H桥整流器Hrec1、输出电容C1。Cin1正极接Hinv1直流侧的正极，Cin1负极接Hinv1直流侧的负极，Hinv1的交流侧一端与电感L1一端相连，Hinv1的交流侧另一端接变压器T1输入侧2端口，L1另一端接变压器T1输入侧1端口，变压器输出侧两个端口接Hrec1交流侧两个端口，Hrec1直流输出正极接C1正极，Hrec1直流输出负极接C1负极；
所述第二双有源桥模块DAB2包含输入电容Cin2、H桥逆变电路Hinv2、辅助电感L2、高频变压器T2、H桥整流器Hrec2、输出电容C2。Cin2正极接Hinv2直流侧的正极，Cin2负极接Hinv2直流侧的负极，Hinv2的交流侧一端与电感L2一端相连，Hinv2的交流侧另一端接变压器T2输入侧2端口，L2另一端接变压器T2输入侧1端口，变压器输出侧两个端口接Hrec2交流侧两个端口，Hrec2直流输出正极接C2正极，Hrec2直流输出负极接C2负极；
所述单相并网逆变器INV包含H桥逆变电路Hinv、滤波电感Lf、滤波电容Cf，Hinv交流侧一端接滤波电感Lf的一端，Hinv交流侧另一端接单相电网Vgrid的中性点，Lf的另一端接滤波电容Cf的一端以及单相电网Vgrid的相电压，Cf的另一端接单相电网Vgrid的中性点；
所述H桥逆变电路Hinvj如图1(b)所示，由4个N沟道型MOSFET功率管Qapj、MOSFET功率管Qanj、MOSFET功率管Qbpj、MOSFET功率管Qbnj组成，MOSFET功率管Qapj和MOSFET功率管Qbpj的漏极接Hinvj直流侧母线的正极，MOSFET功率管Qanj、MOSFET功率管Qbnj的源极接Hinvj直流侧母线的负极，MOSFET功率管Qapj的源极接MOSFET功率管Qanj的漏极，并作为交流侧的一个端口，MOSFET功率管Qbpj的源极接MOSFET功率管Qbnj的漏极，并作为交流侧的另一个端口(j＝1，2)；
所述H桥整流电路Hreck如图1(c)所示，由四个N沟道型MOSFET功率管Mapk、MOSFET功率管Mank、MOSFET功率管Mbpk、MOSFET功率管Mbnk组成，MOSFET功率管Mapk和MOSFET功率管Mbpk的漏极接Hreck直流侧母线的正极，MOSFET功率管Mank、MOSFET功率管Mbnk的源极接Hreck直流侧母线的负极，MOSFET功率管Mapk的源极接MOSFET功率管Mank的漏极，并作为交流侧的一个端口，MOSFET功率管Mbpk的源极接MOSFET功率管Mbnk的漏极，并作为交流侧的另一个端口(k＝1，2)；
所述H桥逆变电路Hinv如图1(d)所示，由4个N沟道型MOSFET功率管Sap、MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbp、MOSFET功率管Sbn组成，MOSFET功率管Sap和MOSFET功率管Sbp的漏极接Hinv直流侧母线的正极，MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbn的源极接Hinv直流侧母线的负极，MOSFET功率管Sap的源极接MOSFET功率管San的漏极，并作为交流侧的一个端口，MOSFET功率管Sbp的源极接MOSFET功率管Sbn的漏极，并作为交流侧的另一个端口；
前级IPOS结构的第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2，其特征在于，抑制输入侧和输出侧低频纹波，稳定输入电流和输出电压；后级单相并网逆变器，其特征在于，输入功率包含电网二倍频(100Hz)纹波功率。
根据能量守恒定律，采用传统设计时直流母线电压纹波与母线电容C1、C2容值之间的关系：
其中，EeMax为输入与输出最大差异能量，为母线电压二倍频周期内的平均值，Δvbus表示母线电压低频纹波峰峰值。可见采用传统控制方法时，减小母线电压纹波的唯一方法是增大C1和C2容值。而本发明提出的母线低频纹波抑制算法控制母线两串联电容电压纹波互补，实现低母线电压纹波和低输入电流纹波，这在传统设计中无法实现的，证明过程如下：
假设分裂电容直流工作点电压分别为输入和输出瞬时功率差为Pe＝Pin-Po。根据dE/dt＝P，分裂电容存储的能量/>与瞬时功率差Pe满足式(2)。假定电容电压纹波可以控制成瞬时互补/>则母线电压恒定(Δvbus＝0)，满足式(3)。
①瞬时功率守恒
②电压纹波互补
传统方案中电容取值相同C1＝C2，且均分直流母线电压在满足(3)式电容电压纹波互补情况下，(2)式左边恒等于0，即(2)(3)式组成的方程组无解。其实际物理意义是当存在瞬时能量差时，由于两电容完全对称，Pe将均匀分配到C1和C2上，电压波动方向和幅值均相同,/>和/>同步变化以平衡差异功率，不具备母线电压恒定的情况下缓冲差异功率的能力，只能依赖增大C1和C2容值来减小母线电压波动。因此，本发明在此基础上提出了母线分裂电容差异容值的纹波抑制方案，利用C1和C2容值的不同(C1≠C2)来缓冲二倍频纹波功率。
具体说明如下：
两级双有源桥并网逆变器中后级逆变器采用PWM脉宽调制技术将直流电转化为工频交流电，逆变器交流输出侧经LC滤波器滤除开关频率谐波接入单相交流电网。
逆变器采用双极性调制方式，载波为双极性高频三角波vtri，调制波为单相电网频率正弦波vcon＝Msin(ωt)，当vtri<vcon时，Sap和Sbn导通；当vtri>vcon时，San和Sbp导通。逆变器两桥臂中点电压vAB在±Vbus之间变化，形成SPWM波。逆变器的并网电压vac(t)＝VMsin(ωt)是桥臂中点电压vAB在一个载波周期内平均值：
并网逆变器输出功率因数为1，即交流输出电流iac(t)＝Imsin(ωt)，由开关状态可推导出直流侧电流为ibus(t)＝MImsin2(ωt),利用三角函数公式展开，得到ibus(t)的直流分量和交流分量：
从式(5)可以看出，全桥逆变器对前级DC-DC变换器等效为一个直流负载R＝Vbus/Ibus和一个交流电流源ibus_2ω并联。全桥逆变器输出的功率可表示为：
双有源桥模块的H桥逆变电路Hinvj、H桥整流电路Hreck上下桥臂开关信号互补且占空比均为50％，桥臂中点电压vMN和vPQ为占空比50％的高频方波信号。单移相控制改变两桥臂开关信号间移相角调整功率流向和大小，当Hinvj桥开关信号超前Hreck时，功率由一次侧传递到二次侧，反之则由二次侧传递到一次侧。除了输出侧电容C1和C2，第一双有源桥模块DAB1与第二双有源桥模块DAB2参数完全一致：辅助电感L1＝L2＝Lk；变压器变比n1＝n2＝n。
本发明提出的母线低频纹波抑制方案对第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2移相角θ1和θ2进行控制，调整其输出电流，控制电容C1、C2充电电流和电容电压，在缓冲二倍频纹波功率的同时维持直流母线电压恒定，图2为主要工作波形，工作原理分析如下：
t0-t1:Pin<Po，大电容C2放电电流小于充电电流，下降，小电容C1放电电流大于充电电流,/>上升，/>直流母线电压恒定，根据电容储能公式，母线电容器组存储能量的变化量/>此时母线电容器组给交流侧提供能量，弥补直流电源和交流电网瞬时功率差异；
t1-t2：Pin>Po,大电容C2放电电流大于充电电流，小电容C1放电电流小于充电电流，上升，/>下降，直流母线电压恒定，母线电容器组储存直流侧多余的能量。
显然，在主电路采用直流母线分裂电容差异容值设计时，需要优化设计控制算法，实现电压纹波互补，对电容电荷进行精确控制和差异能量再分配。电容电压纹波互补控制算法需满足两个约束条件：电容电压纹波互补、瞬时功率守恒。
(1)约束条件1：电容电压纹波互补
在一个开关周期内，两分裂电容串联放电，放电电流为ibus，C1和C2的放电电荷量为：
QC1_out＝QC2_out＝ibusTs (7)
第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的移相角分别为θ1和θ2，输出电流在一个开关周期内的平均值分别为：
电容C1和C2的充电电流分别为第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输出电流，一个开关周期充电电荷量的表达式为：
电容C1和C1在一个开关周期Ts内电压变换量：
互补控制要求电容电压变换量之和为零联立(7)～(10)，将式(5)得到的ibus表达式带入，推得θ1和θ2的约束条件为：
(2)约束条件2：瞬时功率守恒
母线电容器组完全提供输入直流电源和并网逆变器瞬时差异功率Pe，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2只提供全桥逆变器所需直流功率：
C1和C2直流工作点相同，均分直流母线电压得到θ1和θ2另一约束条件：
联立式(11)、(12)，推出电容电压纹波互补控制算法的移相角表达式：
只要改变第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的移相角，使其跟随逆变器输出电压、电流相位，即可实现对低频纹波能量的缓冲，理论上做到母线零电压纹波和输入零电流纹波。但实际应用需考虑双有源桥电路的最大输出电流约束。加入此约束条件后，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输出电流无法在全纹波周期内受移相角θ1和θ2控制，电容电压不能在全纹波周期实现互补，出现不可控区间，低频纹波抑制效果下降。为了衡量实际情况中电容电压纹波互补控制对母线低频纹波电压、输入低频纹波电流的抑制效果，需要对不可控区间进行量化，建立纹波抑制效果的评估模型，综合考虑器件电流应力、低频纹波和高频纹波，给出母线分裂电容参数优选方法。
I)不可控区间的量化
由式(13)移相角表达式和双有源桥电路工作原理，开关周期Ts内第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的平均输出电流为：
上述电流需要在双有源桥电路允许范围内:
-Iout_max≤iout1、iout1≤Iout_max (15)
其中双有源桥电路最大输出电流Iout_Max＝nVin/8fsLk。
将式(14)带入(15)，得到第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输出电流的可控区间分别为：
其中
在可控区间内，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输出电流能够跟随移相角θ1、θ2变化，不可控区间则维持最大输出电流-Iout_max或Iout_max，因此在不可控区间中互补控制算法失效，分裂电容电压不能完全互补，母线电压出现波动，不可控区间的长度直接决定此波动大小。因为-1≤cos(2ωt)≤1，求解出用弧度表示的不可控区间，首先需要明确|A|、|B|与1的大小关系。分裂电容差异度C1/C2远小于1时|A|>1，即A表示的约束条件自动满足，但|B|与1的大小关系无法确定，分情况讨论如下：
(a)B≤-1
若采用此运行工况，二倍频纹波周期的任何时刻约束条件(16)都可满足，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2全纹波周期可控，理论上直流母线零电压纹波。由B≤-1得到：
电容差异度C1/C2小于1，Iout_Max需要大于两倍的直流电流平均值Ibus，器件峰值电流应力较高，可用于对逆变器输出电能质量要求高、成本不敏感的场合。
(b)B>-1
此工况下无法在全纹波周期内满足式(16)，双有源桥电路的最大输出电流限制使电容电压纹波互补控制算法产生不可控区间，用弧度形式表示为：
第一双有源桥模块DAB1不可控区间：2ωt∈{α,2π-α} (17)
第二双有源桥模块DAB2不可控区间：2ωt∈{α-π,π-α}
其中α＝arccos(B)。在极坐标中绘制该区间如图3所示。两模块的不可控区间呈对称分布，分别在0°和180°附近，且长度相同，均与C1/C2即容值差异度有关。由式(17)得到不可控区间长度与C1/C2的关系曲线如图4。当C1/C2小于某个值σ时，满足B≤-1，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2全纹波周期可控；C1/C2增大到σ，B>-1，出现不可控区间，且随着C1/C2增大不可控区间长度变宽，低频纹波抑制效果下降，不能充分发挥分裂电容差异容值设计优势。在主电路参数设计时应维持较小的电容差异度C1/C2，但C1/C2过小会产生较大的高频开关纹波。因此合理地选取电容容值，对纹波互补能力有着至关重要的影响。
II)纹波抑制效果量化模型
不可控区间使得分裂电容电压无法做到全纹波周期互补，残存了母线电压低频纹波；输入电流低频纹波产生于对瞬时功率守恒约束条件式(2)的简化计算硬件参数选择直接决定了低频纹波大小，建立低频纹波量化模型硬件参数选择具有指导意义。
(1)母线低频电压纹波与C1/C2关系
直流母线电压计算vbus低频纹波电压，首先需推导/>的时域表达式。图5给出了考虑不可控区间后第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的工作波形图，[t2,t3]和[t6,t7]为第一双有源桥模块DAB1的不可控区间，[t0,t1]和[t4,t5]为第二双有源桥模块DAB2的不可控区间，其他时刻均为可控区间。可控区间内第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输出电流能跟随互补控制算法的θ1、θ2，不可控区间内母线电容的充电电流为Iout_max，放电电流为ibus，计算出/>在各区间时域表达式如下表1。
表1
(a)第一双有源桥模块DAB1不可控区间[t2,t3]内母线电压波动
电容C1和C2电压变化率相加为母线电压变化率dvbus/dt，在对其在[t2,t3]内进行积分得到母线电压在第一双有源桥模块DAB1不可控区间的波动量Δvbus1：
将参数α＝arccos(B)带入上式得到Δvbus1<0。实际上，第一双有源桥模块DAB1的不可控区间出现于Po>Pin，直流母线分裂电容器组需要释放能量来弥补瞬时差异功率Pe。电容C2容值大，降低相同电压释放能量更多，电容C2电压下降；电容C1电压上升用于平衡C2电压降。在二倍频纹波功率接近峰值时，输出交流功率较大，母线电容需要弥补的瞬时功率差也较大，下降更快，电容C1充电电流iout1需要继续增加才能使/>跟踪/>变化，t2时刻第一双有源桥模块DAB1输出电流达到最大值，/>增加速率达到峰值，无法继续跟踪下降速率，直流母线电压降低。
(b)第二双有源桥模块DAB2不可控区间[t4,t5]内母线电压波动
参考以上计算过程，同理可得在第二双有源桥模块DAB2不可控区间中母线电压值也在减小，Δvbus2为：
对比式(18)、(19)，Δvbus1＝C2/C1Δvbus2，因为C1<C2，Δvbus1>Δvbus2，应取Δvbus1作为差异容值设计方案的母线电压低频波动峰峰值Δvbus_dif＝Δvbus1。
根据式(1)和(6)，传统方案母线低频纹波电压峰峰值Δvbus_con：
定义母线电压纹波抑制比λ＝Δvbus_dif/Δvbus_con，物理含义是差异容值设计与传统方案在母线电容总容值相同时母线低频纹波电压峰峰值之比。由式(18)和(20)得到λ：
其中μ＝Iout_Max/Ibus，绘出母线电压纹波抑制比λ随C1/C2、μ的变化曲线，如图6。从图中可以分析得出以下结论：
①在母线总容值相同时，优化设计容值差异度C1/C2，可使λ<1，即差异容值设计相比于传统设计具有更小的母线电压低频纹波；
②在μ<2即双有源桥电路最大输出电流Iout_Max小于2倍直流母线电流平均值Ibus时，差异容值设计的母线电压纹波最小能达到传统设计的30％，且纹波抑制比随C1/C2非正比例变化，过小的C1/C2会使λ>1，恶化系统低频纹波性能；
③在μ≥2的运行工况下，当容值差异度C1/C2小于某一临界值时，母线低频纹波为0，这与不可控区间分析中工况(a)结论一致，其内在原因是第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输出电流在全纹波周期可控。
(2)输入电流纹波与C1/C2关系
根据纹波互补控制算法设计步骤，能量守恒保证了低频纹波功率全部来自母线电容，输入电流不应存在纹波，但考虑到直流母线电压中低频纹波含量较小，设计过程中合理忽略了电容纹波电压对能量守恒关系式(3)的影响实际上式(3)中的/>和/>非恒定值，包括了一定成分的二倍频纹波分量，由此带来的误差导致互补控制算法无法对输入电流纹波完全抑制。
系统输入电流包括第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输入电流，即iin＝iin1+iin1。结合双有源桥电路工作原理，iin可表示为：
其中考虑了低频纹波分量，在忽略不可控区间影响后/>时域表达式为：
Vm_C为纹波互补控制中母线电容电压低频纹波的幅值，可根据电容储能公式推得。将式(23)和纹波互补控制算法中移相角θ1和θ2表达式(16)带入式(22)：
分析上式，纹波互补控制算法导致系统输入电流出现四倍频分量iin_2ω，其幅值Iin_2ω与C1、C2取值有关。差异容值设计方案输入电流的四倍频纹波含量：
按照相同的计算过程，传统设计方案输入电流表达式及电流纹波含量为：
定义输入电流纹波抑制比ε＝κdif/κcon，其物理含义是差异容值设计与传统方案在母线电容总容值相同时系统输入电流纹波含量之比。
从上式可以看出，ε只与C1/C2有关，绘制出κdif/κcon随C1/C2变化曲线，如图7。从图中可以看出，当C1/C2小于ψ＝0.17时κdif/κcon<1，即差异容值设计的输入电流纹波含量小于传统设计。
III)参数优选方案
根据母线电压纹波抑制比λ和输入电流纹波抑制比ε的量化分析，纹波大小直接决定于主电路参数C1/C2、μ＝Iout_max/Ibus。而μ代表了电力半导体器件峰值电流应力的相对大小，与系统设计成本密切相关。综合考虑系统成本及纹波抑制能力后，给出本发明主电路参数优选区域如图6中阴影部分所示，此区域内电力半导体器件峰值电流在母线平均电流两倍附近，母线低频电压纹波含量降低到20％以下，输入电流纹波含量小于传统设计，C1/C2维持在0.1以上使高频开关纹波得到有效抑制，可取得器件应力与纹波抑制能力、低频纹波与高频纹波之间较好的平衡。
在图6优选区域的基础上，设计出差异容值设计的母线电容值优选步骤如下：
(1)首先根据式(20)，以要求的逆变器直流母线电压纹波含量的5～10倍，选定传统设计的母线总容值C1+C2；
(2)在1/5～1/10范围内选择母线电压纹波抑制比λ，结合图6的参数优选区域得到可选μ值曲线簇，考虑装置成本等因素，确定辅助电感感值Lk及μ值曲线。该曲线与选定母线电压纹波抑制比交点的横坐标即为所选容值差异度C1/C2。
(3)由容值差异度和母线总容值计算出差异电容C1和C2。
与传统方案控制器相比，纹波互补控制器在电压外环与均压内环之间加入电容电压纹波互补控制环节，控制框图如图8所示。传统控制器由电压外环实时采样直流母线电压，经过二倍频陷波器后得到直流平均值与给定电压信号/>做比较得到误差信号，经过电压外环调节器Gv后得到第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2公共移相角θ12。均压内环采集电容电压/>和/>经过二倍频陷波器后得到其直流分量/>和和/>经过与均压内环给定信号/>作差后送入均压环调节器Gv_avg，得到的控制量Δθ1、Δθ2对θ12进行微偏修正，输出移相角θ12+Δθ1、θ12+Δθ2，生成第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的PWM控制信号。稳态时传统方案移相角θ12满足：
纹波互补控制器加入了电容电压互补控制环节，对电压外环调节器Gv输出的移相角θ12增加二倍频纹波修正量：
为验证上述差异容值的理论模型及其设计方法，本发明给出了一个设计实例：
主电路参数如下：
表2
图9(a)给出了采用传统设计方法(C1＝C2＝1050μF)的直流母线电压波形、直流母线电容电压波形及输入电流波形。其直流母线电压纹波和输入电流纹波分别为30V、0.8A。
图9(b)给出了采用本发明的差异容值设计和纹波互补控制算法时直流母线电压波形、直流母线电容电压波形及输入电流波形。从图中可以看出母线电容电压纹波在可控区间内互补，母线电压近似不变，而残存的电压纹波由不可控区间造成，纹波电压理论值和实际值分别为：3.189V、3.6V，输入电流纹波的理论值和实际值分别为0.743A、0.75A。相比于传统设计方法，母线电压纹波减小了88％，输入电流纹波减小了6.25％，均得到了有效改善。
图10给出了在母线总容值不同时，母线电压纹波抑制比、输入电流纹波抑制比随C1/C2变化的理论曲线和实验曲线，从图中可以看到，理论与实验结果相差不超过5％，吻合度很好，证明了本发明设计方案的正确性与有效性。
本发明的差异容值设计具有一定的通用性，适用于一类模块化直流变换器，在新能源发电等领域中，具有广阔的应用前景。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书保护范围之内。

Claims (7)

1.两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路的控制方法，其特征在于，抑制电路包括第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2和单相并网逆变器INV，第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2采用输入并联输出串联结构；
直流电源Vin正极接第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入正极，直流电源Vin负极接第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入负极，第一双有源桥模块DAB1的输出正极接单相并网逆变器INV直流母线正极，第一双有源桥模块DAB1的输出负极接第二双有源桥模块DAB2输出正极，第二双有源桥模块DAB2输出负极接单相并网逆变器INV直流母线负极，单相并网逆变器输出接单相交流电网Vgrid；
所述第一双有源桥模块DAB1包含输入电容Cin1、H桥逆变电路Hinv1、辅助电感L1、高频变压器T1、H桥整流器Hrec1、输出电容C1；Cin1正极接Hinv1直流侧的正极，Cin1负极接Hinv1直流侧的负极，Hinv1的交流侧一端与电感L1一端相连，Hinv1的交流侧另一端接变压器T1输入侧2端口，L1另一端接变压器T1输入侧1端口，变压器输出侧两个端口接Hrec1交流侧两个端口，Hrec1直流输出正极接C1正极，Hrec1直流输出负极接C1负极；
所述第二双有源桥模块DAB2包含输入电容Cin2、H桥逆变电路Hinv2、辅助电感L2、高频变压器T2、H桥整流器Hrec2、输出电容C2；Cin2正极接Hinv2直流侧的正极，Cin2负极接Hinv2直流侧的负极，Hinv2的交流侧一端与电感L2一端相连，Hinv2的交流侧另一端接变压器T2输入侧2端口，L2另一端接变压器T2输入侧1端口，变压器输出侧两个端口接Hrec2交流侧两个端口，Hrec2直流输出正极接C2正极，Hrec2直流输出负极接C2负极；
控制方法，包括以下步骤：
利用电容C1和电容C2缓冲低频纹波功率，控制电容电压纹波互补以获得恒定的直流输出电压；使得输入二倍频纹波功率减小为零；
所述方法满足以下约束条件：
①电容电压互补：电容C1和C2的放电电流始终为母线电流ibus，充电电流则分别为第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输出电流iout1、iout2，根据一个开关周期Ts内电容电压变换量互补以及充放电电流与电压变化量的电气关系，建立iout1、iout2与ibus的时变方程，结合双有源桥电路的工作原理推得单移相控制时移相角θ1、θ2需满足的约束条件；
②瞬时功率守恒：稳态工作时，两级双有源桥并网逆变器满足能量守恒定律，即输入功率等于输出功率；要求二倍频纹波功率全部由直流母线电容提供，输入电源只提供直流功率：Pin＝Vbus Ibus，其中Vbus为直流母线平均电压，Ibus为直流母线平均电流；Pin为第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2输入功率之和，结合电路工作原理，计算获得θ1、θ2需满足的约束条件；
电容电压直流稳态工作点控制以及低频纹波分量控制具体包括：
对电容电压直流稳态工作点的控制采用电压外环和均压内环的双闭环结构：电压外环实时采样直流母线电压，经过二倍频陷波器后得到直流平均值与给定电压信号做比较得到误差信号，经过电压外环调节器Gv后得到第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2公共移相角θ12；
将θ12送入电容电压互补控制环节，计算得到第一双有源桥模块DAB1的移相角θ1和第二双有源桥模块DAB2的移相角θ2；均压内环采集电容电压和电容电压/>经过二倍频陷波器后得到其直流分量/>和直流分量/>直流分量/>和直流分量/>经过与均压内环给定信号/>作差后送入均压内环调节器Gv_avg，得到的控制量Δθ1、Δθ2对θ1和θ2进行微偏修正，输出移相角θ1+Δθ1、θ2+Δθ2，生成第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的PWM控制信号。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述电容电压互补控制算法为：
其中M代表单相并网逆变器的调制度，Im代表单相并网逆变器输出交流电压幅值，fs代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2开关频率，Lk代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2电路中辅助电感感值，n代表第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2电路中高频变压器变比，ω为单相电网角频率。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
电容C1和电容C2容值的优化选取综合考虑直流母线低频纹波电压、输入低频纹波电流、高频开关纹波电压，器件峰值电流应力，参数选择流程包括：
以逆变器要求直流母线电压纹波含量的5～10倍，选定传统设计的母线总容值C1+C2；
在给出的参数最优选择区间中，选定纹波抑制比，得到可选曲线簇，结合装置成本等因素，确定辅助电感感值Lk和容值差异度C1/C2；
由容值差异度和母线总容值计算分裂电容C1和分裂电容C2。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
所述单相并网逆变器INV包含H桥逆变电路Hinv、滤波电感Lf、滤波电容Cf，Hinv交流侧一端接滤波电感Lf的一端，Hinv交流侧另一端接单相电网Vgrid的中性点，Lf的另一端接滤波电容Cf的一个端口以及Vgrid的相电压，Cf的另一端接单相电网Vgrid的中性点。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
所述H桥逆变电路Hinvj包括功率管Qapj、功率管Qanj、功率管Qbpj、功率管Qbnj，功率管Qapj和功率管Qbpj的漏极接Hinvj直流侧母线的正极，功率管Qanj、功率管Qbnj的源极接Hinvj直流侧母线的负极，功率管Qapj的源极接功率管Qanj的漏极，并作为交流侧的一个端口，功率管Qbpj的源极接功率管Qbnj的漏极，并作为交流侧的另一个端口；j＝1，2；
所述H桥整流器Hreck包括功率管Mapk、功率管Mank、功率管Mbpk、功率管Mbnk组成，功率管Mapk和功率管Mbpk的漏极接Hreck直流侧母线的正极，功率管Mank、功率管Mbnk的源极接Hreck直流侧母线的负极，功率管Mapk的源极接功率管Mank的漏极，并作为交流侧的一个端口，功率管Mbpk的源极接功率管Mbnk的漏极，并作为交流侧的另一个端口；k＝1，2；
所述H桥逆变电路Hinv包括功率管Sap、功率管San、功率管Sbp、功率管Sbn，功率管Sap和功率管Sbp的漏极接Hinv直流侧母线的正极，功率管San、功率管Sbn的源极接功率管Hinv直流侧母线的负极，功率管Sap的源极接功率管San的漏极，并作为交流侧的一个端口，功率管Sbp的源极接功率管Sbn的漏极，并作为交流侧的另一个端口。
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
电容C1和电容C2容值选取不同，电容C1小于电容C2。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
第一双有源桥模块DAB1和第二双有源桥模块DAB2的输入功率包含电网频率的二倍频纹波功率；电路的二倍频纹波功率之间的关系满足：
其中，是电容C1输出的二倍频纹波功率，/>是电容C2输出的二倍频纹波功率，Po_2ω是单相并网逆变器输出二倍频纹波功率，Pin_2ω是输入直流电源输入的二倍频纹波功率。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105141116A (zh) * 2015-08-07 2015-12-09 华东交通大学 降低单相逆变器中间直流环节低频纹波电压的方法
CN108736757A (zh) * 2018-06-01 2018-11-02 东南大学 一种电流源型无电解电容高频链变换器系统
WO2019136574A1 (zh) * 2018-01-09 2019-07-18 青岛大学 外置并联分时选择开关电压型单级多输入低频环节逆变器
CN112234808A (zh) * 2020-09-09 2021-01-15 西安交通大学 单相逆变器的二倍频纹波抑制电路及抑制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105141116A (zh) * 2015-08-07 2015-12-09 华东交通大学 降低单相逆变器中间直流环节低频纹波电压的方法
WO2019136574A1 (zh) * 2018-01-09 2019-07-18 青岛大学 外置并联分时选择开关电压型单级多输入低频环节逆变器
CN108736757A (zh) * 2018-06-01 2018-11-02 东南大学 一种电流源型无电解电容高频链变换器系统
CN112234808A (zh) * 2020-09-09 2021-01-15 西安交通大学 单相逆变器的二倍频纹波抑制电路及抑制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
可抑制低频电流纹波的单级升压式并网逆变器;吴云亚;阚加荣;谢少军;汤雨;薛迎成;吴冬春;电网技术;38(12);第3313-3320页 *

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