CN112532094A - 一种t型三电平npc逆变器的复合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，采用改进模型预测控制，用两步预测代替传统的一步预测：在t_k时刻通过采样计算得到t_k+1时刻预测值，并在此基础上，以t_k+1时刻预测值为测量值进一步预测t_k+2时刻预测值，利用代价函数选择出最佳开关状态组合，并作用于t_k+1时刻，从而在t_k时刻就确定了t_k+1时刻的开关状态组合。同时，采用重复控制直接调节中点电位，使得T型三电平NPC逆变器的中点电压平衡，避免了复杂的参数调节过程。本发明使得逆变器并网更为精准，与其它传统控制方法相比，能够消除电网不平衡引起的高频谐波，且不需要正负序分离，可达到更好的控制效果，并有效地降低了延迟对系统的影响。

Description

一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法

技术领域

本发明属于三电平逆变器技术领域，具体涉及一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法。

背景技术

三电平二极管箝位(NPC)逆变器因其控制简单，成为了普遍应用的一种三电平拓扑结构。但NPC型逆变器各功率开关管的损耗分布不均匀，在高频开关下会导致温度分布不均匀，使得逆变器可靠性降低。为解决这一问题，T型三电平NPC逆变器的得到广泛应用。同时，T型三电平NPC逆变器拓扑结构因其体积小、成本低、损耗小、效率高等优点在工业领域有着很好的应用前景。

随着新能源发电的兴起，新能源发电大量接入电网，并网要求逐渐提高。并网要求电网产生波动时，逆变器输出电能质量不变，传统的控制方法难以保证该要求，需要提出一种新型控制方法实现高质量并网。现有技术中，对逆变器的控制常采用模型预测控制。与传统控制器相比，模型预测控制没有复杂的参数整定，控制过程非常灵活，具有非常强的鲁棒性，因此，模型预测控制非常适合对大功率变换器的控制，同时也被广泛应用于T型三电平NPC逆变器的控制。但传统模型预测实际为单步预测，存在延迟的缺陷。另外，T型NPC逆变器因其结构，需要考虑中点电压平衡问题，中点电位的不平衡会使交流侧输出电能产生低次谐波，输出电压发生畸变，严重影响系统性能和设备寿命。传统的解决方法是采用PI控制器抑制中点电位不平衡，但是整个电力系统中需要调节许多参数，采用PI调节十分麻烦。

中国专利申请(申请号：CN201910600795.2)“一种ANPC三电平逆变器及其模型预测控法”，公开了一种ANPC三电平逆变器和相应的模型预测控法，在考虑电网不平衡的情况影响下，不需要复杂的正负序分离，控制简单，并网电流波形质量较好，能够实现主动控制中点电位平衡的能力，中点电位波动大幅减小，在异常情况造成中点电位偏移时能够进行有效的抑制。但其采用的模型预测控制方法为单步预测，存在时间上有延迟的不足。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺陷，提供一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，可针对逆变器采用模型预测控制存在的延迟偏差问题，本发明可以很好的补偿偏差；针对逆变器结构导致的中性点平衡问题，本发明提出的控制方法可以避免繁琐的参数调试。

为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案。

本发明的一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一、以t_k时刻采样得滤波器电感电流i_f(k)、直流侧电流i_dc(k)、电容电压v_c(k)、逆变器侧上下电容电压v_c1(k)和v_c2(k)，建立T型三电平NPC逆变器在三相坐标系abc下的模型表达式；其中，k＝1,2,3,...,n；

步骤二、利用Clark变换得到α/β坐标系下逆变器输出电压v_α、v_β的表达式，如下式：

步骤三、将T型三电平NPC逆变器在三相坐标系abc下的模型表达式表达为状态方程形式，使用前向欧拉法对T型三电平NPC逆变器的状态方程进行逼近，得到相应的离散时间模型，以t_k时刻预测下一秒t_k+1时刻预测值；

步骤四、将下一时刻即t_k+1时刻的逆变器上下侧电容电压送入重复控制器中；当上侧电容电压大于下侧电容电压时，此时重复控制器的输出增加正小矢量的作用时间，从而减少上侧电容电压，实现上下侧电容电压相等；当上侧电容电压小于下侧电容电压时，此时重复控制器的输出增加负小矢量作用时间，从而减少下侧电容电压，实现上下侧电容电压相等；通过以上实施来保证中点电压平衡；

步骤五、第二次使用前向欧拉法对T型三电平NPC逆变器的状态方程进行逼近，得到相应的离散时间模型，是以t_k+1时刻预测值为测量值进一步预测t_k+2时刻预测值；其中得到的相应离散时间模型为：

x(k+2)＝A_dx(k+1)+B_1dv(k+1)+B_2di_o(k+1) (22)

式中，

步骤六、将步骤一得到的电压采样值和步骤四得到的电压预测值代入到代价函数g中，选择使得函数g最小的开关状态组合S_opt在t_k+1时刻作用于T型三电平NPC逆变器，下一个控制周期重复上述过程。所述的代价函数g如下所示：

g＝(v^* _cα-v_cα(k+N))²+(v^* _cβ-v_cβ(k+N))² (23)

式中，v^* _cα、v^* _cβ为输出电压参考值在两相静止坐标系α/β下的分量，v_cα(k+N)、v_cβ(k+N)为预测输出电压在α/β下的分量，N为预测步数。

优选地，所述的代价函数g中的N取2。

与现有技术相比，本发明具有以下优点和效果：

1.本发明提出的复合控制方法由重复控制及模型预测控制构成，可以实现电网电压不平衡情况下T型三电平NPC逆变器的稳定并网和中点电位平衡。

2.本发明提出的复合控制方法中，模型预测控制采用两步预测方式，和传统单步预测相比，弥补了延迟的不足，使得逆变器并网更精准。与其它传统控制方法相比，能够消除电网不平衡引起的高频谐波，且不需要正负序分离。

3.本发明提出的复合控制方法中，针对T型三电平NPC逆变器结构存在的中点电位平衡问题，采用重复控制，实现主动控制中点电位平衡，使得中点电位波动大幅减小，在异常情况造成中点电位偏移时能够进行有效的抑制，也不需要为中点平衡问题调节PI参数。

4.本发明采用的T型三电平NPC逆变器通过将两个功率开关管反向串联，连接在直流母线侧中点与输出端之间，实现中点钳位功能。与传统三电平拓扑结构相比，每一相上减少了两个钳位二极管，既节约了成本又减小了系统损耗。

5.本发明采用的T型三电平NPC与其他结构逆变器相比，功率器件损耗相对均衡。T型三电平NPC逆变器在大容量光伏发电系统等可再生能源发电领域具有广阔的应用前景。

附图说明

图1为本发明T型三电平NPC逆变器的一种实施例的结构图。

图2为本发明的一种实施例的T型三电平NPC逆变器产生的所有电压矢量和开关状态图。

图3为本发明的一种实施例的T型三电平NPC逆变器理想开关模型。

图4为本发明的一种实施例的LC滤波器模型。

图5为传统技术的有延时影响的模型预测控制过程图。传统模型预测实际为单步预测，其控制过程如图5所示。图中，在每个控制周期预测得到的最佳开关状态组合如实线所示，而虚线代表着实际算法运行过程的开关状态组合。以S₃为例，S₃是模型预测控制系统在t_k时刻得到最佳开关状态，若S₃作用于t_k时刻，则可达到预期效果，如图5虚线所示，但实际S₃作用时刻为t_k+t_z，t_k+1时刻实际值为x₃(k+1)′,导致偏差的存在。延迟时间t_z是系统进行数据采样和控制算法计算所带来的，由于这种偏差的存在，会直接影响系统的控制效果。

图6为本发明的一种实施例的改进模型预测控制过程图。为解决延迟对系统的影响，本发明采用一种改进模型预测控制，用两步预测代替传统的一步预测，其原理如图6所示。在t_k时刻通过采样计算得到t_k+1时刻预测值，并在此基础上，以t_k+1时刻预测值为测量值进一步预测t_k+2时刻预测值，利用代价函数选择出最佳开关状态组合，并作用于t_k+1时刻，从而在t_k时刻就确定了t_k+1时刻的开关状态组合。通过在T型三电平NPC逆变器中的应用，表明采用两步预测具有更好的控制效果。

图7为本发明的一种实施例的T型三电平NPC逆变器采用复合控制的原理图。

图8为中点电位不平衡时，本发明的一种实施例的控制效果图。

具体实施方式

本发明针对T型三电平NPC逆变器并网设计了一种复合控制方法。该方法采用重复控制与模型预测控制结合，根据逆变器的矢量模型，计算得到静止坐标系下的离散时间模型，并预测下一时刻和下下时刻的系统状态值，根据预测值选择合适的开关状态。和传统方法相比，该方法能够消除电网不平衡引起的谐波，而且不需要正负序分离。并且该方法由直流侧电容差值直接实现逆变器的中点电位控制，不需要复杂地调节参数。本发明具有中点电位控制和并网电流跟踪控制的功能，能够使T型三电平NPC逆变器高效稳定工作。

本发明的一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，包括以下步骤：

步骤一、以t_k时刻采样得滤波器电感电流i_f(k)、直流侧电流i_dc(k)、电容电压v_c(k)、逆变器侧上下电容电压v_c1(k)和v_c2(k)，建立T型三电平NPC逆变器在三相坐标系abc下的模型表达式；其中，k＝1,2,3,...,n。

步骤二、利用Clark变换得到α/β坐标系下逆变器输出电压v_α、v_β的表达式。

步骤三、将T型三电平NPC逆变器在三相坐标系abc下的模型表达式表达为状态方程形式，使用前向欧拉法对T型三电平NPC逆变器的状态方程进行逼近，得到相应的离散时间模型，以t_k时刻预测下一秒t_k+1时刻预测值。

步骤四、将下一时刻即t_k+1时刻的逆变器上下侧电容电压送入重复控制器中；当上侧电容电压大于下侧电容电压时，此时重复控制器的输出增加正小矢量的作用时间，从而减少上侧电容电压，实现上下侧电容电压相等；当上侧电容电压小于下侧电容电压时，此时重复控制器的输出增加负小矢量作用时间，从而减少下侧电容电压，实现上下侧电容电压相等。以上实施保证中点电压平衡。

步骤五、重复步骤三的过程，即：第二次使用前向欧拉法对所述T型三电平NPC逆变器的状态方程进行逼近，得到相应的离散时间模型，但是以t_k+1时刻预测值为测量值进一步预测t_k+2时刻预测值。

步骤六、将步骤一得到的电压采样值和步骤四得到的电压预测值代入到代价函数g(代价函数中N取2)中，选择使得函数g最小的开关状态组合S_opt在t_k+1时刻作用于逆变器，下一个控制周期重复上述过程。

下面将结合本发明附图和实施例，对本发明做进一步详细说明。

以a相为例，介绍T型NPC逆变器的工作方式：

1)纵向桥臂的S_a1和横向桥臂的S_a2开关管导通，其余开关管均关断，此时逆变器输出点A与电源正极直接相连，则点A电压相对于中点O为+V_dc/2，定义此状态为“+”；

2)横向桥臂的S_a2、S_a3开关管同时导通，其余开关管均关断，此时逆变器输出点A与O点相连，则点A电压相对于中点O为0，定义此状态为“0”；

3)横向桥臂的S_a3和纵向桥臂的S_a4开关管导通，其余开关管均关断，此时逆变器输出点A与电源负极直接相连，则点A电压相对于中点O为-V_dc/2，定义此状态为“-”。

同理，可以得到对应b、c两相的B点和C点电位状态，则x相的开关状态表如下表所示。

表x相开关状态表

在步骤一中，以t_k时刻采样得滤波器电感电流i_f(k)、直流侧电流i_dc(k)、电容电压v_c(k)、逆变器侧上下电容电压v_c1(k)和v_c2(k)，建立T型三电平NPC逆变器在三相坐标系abc下的模型表达式；其中，k＝1,2,3,...,n。其过程为：

理想情况下逆变器输出三相正弦电压可以表达为：

式中，V_m为电压幅值，ω为角频率。

考虑到单位矢量a＝e^j(2π/3)代表相间的120°相位差，同时以直流分压电容中点O为零电位参考点，则输出电压矢量可以定义如下：

v_α、v_β为v在两相静止坐标系αβ下的分量,可通过Clark坐标变换获得，即：在步骤二中，利用Clark变换得到α/β坐标系下逆变器输出电压v_α、v_β的表达式如式(3)、(4)所示：

式中，即：

变换公式C_abc/αβ如式(4)所示

下面建立逆变器的矢量模型，首先要知道逆变器的理想开关模型，由三电平T型逆变器工作方式可知，逆变器的每一相电压输出有三种电平状态，因此，可以得到逆变器的理想开关模型如图3所示。

定义开关函数S_x(x＝{a,b,c})：

则逆变器可输出的电压状态组合有3³个，逆变器电压矢量和开关状态如图2所示。由图2得27种开关状态组合对应19种不同电压矢量。

下面将根据上述得到的三电平T型NPC逆变器的空间电压矢量模型建立本发明控制算法下的离散数学模型。

对于滤波器电感电流i_f、电容电压v_c、输出电流i_o用矢量可表示为：

图4给出LC滤波器模型，该模型可以用电感、电容两个差分方程进行描述。

式中，L为滤波电感，C为滤波电容。

将以上两个方程表达为状态方程形式：

式中，

由图1可知，系统输出电压v_o即为滤波电容两端电压v_c，用状态方程表示为：

v_o＝v_c＝[0 1]x (12)

在步骤三中，使用前向欧拉法对T型三电平NPC逆变器的状态方程进行逼近，得到相应的离散时间模型，以t_k时刻预测下一秒t_k+1时刻预测值。其过程为：

给定采样时间T_s，由式(11)得到的系统的离散时间模型为：

x(k+1)＝A_dx(k)+B_1dv(k)+B_2di_o(k) (13)

式中，

在图1中，未给出具体负载特性，而利用式(13)对输出电压进行预测需要知道输出电流i_o的值，该值通常不进行测量，可由式(14)得到。

当采样时间T_S很小时，我们可以假设负载电流在一个采样间隔不会发生很大改变，因而有i_o(k)＝i_o(k-1)。

针对NPC逆变器，需要考虑中点电位平衡问题，不同的开关状态，对直流部分的电容器而言具有不同的充放电效果。中点电位的不平衡会使交流侧输出电能产生低次谐波，输出电压发生畸变，严重影响系统性能和设备寿命。本发明通过对直流部分的电容电压v_c1、v_c2离散化，得到其离散时间模型，并将其作差值与零比较，偏差经重复控制器不断调整，以实现中点电位的平衡。

对电容电压v_c1、v_c2充放电的动态过程可以用以下差分方程进行描述。

式中，C为电容值，i_c1、i_c2分别为流经两电容的电流。

本发明采用前向欧拉法对式(15-16)进行逼近，得到相应离散时间模型。

式中，i_c1(k)、i_c2(k)可通过以下表达式进行计算。

i_c1(k)＝i_dc(k)-H_1ai_a(k)-H_1bi_b(k)-H_1ci_c(k) (19)

i_c2(k)＝i_dc(k)+H_2ai_a(k)+H_2bi_b(k)+H_2ci_c(k) (20)

式中，i_dc为直流侧电压源所产生电流，开关状态H_1x、H_2x定义如下：

式中，x＝a，b，c。

以上得到的离散时间模型即为控制器的预测模型。

在步骤五中，本发明提出两步预测改进传统模型预测的单步预测，故再次预测t_k+2时刻，同(13)得相应离散时间模型。

x(k+2)＝A_dx(k+1)+B_1dv(k+1)+B_2di_o(k+1) (22)

式中，

在步骤六中，本发明针对输出带LC滤波器的三电平NPC逆变器控制，本发明主要实现两个目标：一是实现对给定电压的快速无差跟踪；二是实现对中性点电压的平衡。目标二由重复控制实现，在选择代价函数时，要完成目标一的实现。

本发明给出代价函数g如下所示。

g＝(v^* _cα-v_cα(k+N))²+(v^* _cβ-v_cβ(k+N))² (23)

式中，v^* _cα、v^* _cβ为输出电压参考值在两相静止坐标系α/β下的分量，v_cα(k+N)、v_cβ(k+N)为预测输出电压在α/β下的分量，N为预测步数，本发明N取2。

本发明提出的模型预测控制方法使用两步预测在系统稳态及动态时均可很好的补偿参考电流，且在参考电流突变时补偿值不会出现峰值，和传统方法相比，该方法能够弥补系统延时产生的影响。同时，根据逆变器电容差值，经重复控制实现T型NPC三电平逆变器的中点电位平衡。为验证所提方法的可行性及有益效果，利用MATLAB/Simulink模块，搭建T型三电平NPC逆变器的复合控制仿真，仿真系统参数设置为：直流侧电压500V；电网频率50Hz；滤波电感2.5mH；滤波电容40μF；电网参考电压200V；采样频率33.3kHz；为实现中性点电压不平衡，上下电容分别设置为13.6μF和6.5mF；以纯阻性负载为例，对100Ω负载进行仿真，得到输出电压曲线见图8，图中输出电压波形趋于标准正弦波，对并网电压做频谱分析得THD(总谐波失真率)为1.89％，满足并网谐波失真5％的要求，系统性能得到很大改善。同时，逆变器上下侧电容电位差逐渐趋于0，中点电位平衡。综上仿真结果表明本发明具有中点电位控制和并网电流跟踪控制的功能，能够使T型三电平NPC逆变器高效稳定工作。

Claims (5)

1.一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一、以t_k时刻采样得滤波器电感电流i_f(k)、直流侧电流i_dc(k)、电容电压v_c(k)、逆变器侧上下电容电压v_c1(k)和v_c2(k)，建立T型三电平NPC逆变器在三相坐标系abc下的模型表达式；其中，k＝1,2,3,...,n；

步骤二、利用Clark变换得到α/β坐标系下逆变器输出电压v_α、v_β的表达式；

步骤三、将T型三电平NPC逆变器在三相坐标系abc下的模型表达式表达为状态方程形式，使用前向欧拉法对T型三电平NPC逆变器的状态方程进行逼近，得到相应的离散时间模型，以t_k时刻预测下一秒t_k+1时刻预测值；

步骤四、将下一时刻即t_k+1时刻的逆变器上下侧电容电压送入重复控制器中；当上侧电容电压大于下侧电容电压时，此时重复控制器的输出增加正小矢量的作用时间，从而减少上侧电容电压，实现上下侧电容电压相等；当上侧电容电压小于下侧电容电压时，此时重复控制器的输出增加负小矢量作用时间，从而减少下侧电容电压，实现上下侧电容电压相等；通过以上实施来保证中点电压平衡；

步骤五、第二次使用前向欧拉法对T型三电平NPC逆变器的状态方程进行逼近，得到相应的离散时间模型，但是以t_k+1时刻预测值为测量值进一步预测t_k+2时刻预测值；

步骤六、将步骤一得到的电压采样值和步骤四得到的电压预测值代入到代价函数g中，选择使得函数g最小的开关状态组合S_opt在t_k+1时刻作用于T型三电平NPC逆变器，下一个控制周期重复上述过程。

2.根据权利要求1所述的一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，其特征是，在步骤二中，利用Clark变换得到α/β坐标系下逆变器输出电压v_α、v_β的表达式为：

3.根据权利要求1所述的一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，其特征是，在步骤五中，第二次使用前向欧拉法对状态方程进行逼近，得到相应的离散时间模型，但是以t_k+1时刻预测值为测量值进一步预测t_k+2时刻预测值；其中得到的相应离散时间模型为：

x(k+2)＝A_dx(k+1)+B_1dv(k+1)+B_2di_o(k+1) (22)

式中，

4.根据权利要求1所述的一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，其特征是，在步骤六中，所述的代价函数g如下所示：

g＝(v^* _cα-v_cα(k+N))²+(v^* _cβ-v_cβ(k+N))² (23)

式中，v^* _cα、v^* _cβ为输出电压参考值在两相静止坐标系α/β下的分量，v_cα(k+N)、v_cβ(k+N)为预测输出电压在α/β下的分量，N为预测步数。

5.根据权利要求4所述的一种T型三电平NPC逆变器的复合控制方法，其特征是，所述的代价函数g中的N取2。

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