CN116683778B - 一种单相交-直-交变换器及其综合协调控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种单相交‑直‑交变换器及其综合协调控制方法，涉及电能质量技术领域，包括在n电平电路单相交‑直‑交变换器的单相整流器和单相逆变器之间设置有个对称半桥解耦电路；对称半桥解耦电路包括设置在单相整流器和单相逆变器之间串联的两个支撑电容，两个支撑电容之间设置有滤波电感，且滤波电感与单相整流器连接。本发明通过在单相交‑直‑交变换器的单相整流器和单相逆变器之间设置对称半桥解耦电路，基于此电路提出二次纹波抑制控制策略，通过采集直流侧电压二次波动量和电感电流，控制单相整流器第二桥臂开关管的关断，使两个电容电压交流分量互补，从而实现直流侧无电压波动，令单相输入电流和单相输出电压具有良好的正弦性。

Description

一种单相交-直-交变换器及其综合协调控制方法
技术领域
本发明涉及电能质量技术领域，具体涉及一种单相交-直-交变换器及其综合协调控制方法。
背景技术
单相交-直-交变换器输入侧为整流器，变换器无论在整流或逆变状态，交流侧的电流均可以控制成为与电压同频率的正弦电流，从而使得变换系统具有非常高的功率因数。然而正弦波动的电流和电压会产生两倍频于电网电压频率的脉动功率，该脉动功率会在直流侧产生二次电压纹波。直流侧电压的二次纹波通过电压控制环向输入电流注入三次谐波，向单相逆变输出电压注入三次谐波和单次负序谐波。现有抑制直流侧二次电压波动抑制方法主要有两类，一类是通过改进控制算法，防止二次纹波进入控制环路，抑制网侧低次谐波的产生；一类是通过增加硬件滤波电路，消除直流侧二次纹波，抑制网侧低次谐波的产生。
然而控制算法在目前的工程应用中很少采用，原因是控制算法不仅存在补偿精度问题，还会不同程度的导致电压环路的带宽变窄，降低控制环路的响应速度。同时，控制算法只能阻止直流侧产生的二次纹波进入控制环路，向前端交流输入侧引入其他次谐波，并不能直接抑制直流侧的二次波动电压，直流侧的二次波动电压依然存在。传统的硬件滤波采用大电容或LC谐振电路体积大、寿命短，影响系统可靠性，降低系统功率密度。有源功率解耦APD(active power decoupling)在滤除二次纹波的同时可以减少电感、电容、系统体积，降低成本并提高功率密度。
现有的APD电路都应用在两电平电路中，然而在多电平变换器电路中，存在上下电压失衡的问题，需要加入电压均衡电路，均压方式存在软件均压和硬件均压两种方式，软件均压控制方法是通过调整冗余矢量的作用时间来抵消或者消除中点电位的偏移，实现中点电位的平衡，软件均压控制方法虽然能减小逆变器的体积，重量和成本，提高功率密度，但会使得控制算法变得复杂，较难实现，降低控制环路的响应速度。硬件均压主要存在电感均压和电容均压，由于电容元件电流可以突变，因此在实际使用中需要加入电阻元件限流，而加入限流电阻之后将造成变换器效率下降，因此在实际运用中，大多使用电感均压电路。
发明内容
针对现有技术的上述不足，本发明提供了一种有效抑制单相交-直-交直流母线电压的二次纹波和实现两电容电压均衡的单相交-直-交变换器及其综合协调控制方法。
为达到上述发明目的，本发明所采用的技术方案为：
提供一种单相交-直-交变换器，包括在n电平电路单相-单相变换器的单相整流器和单相逆变器之间设置有个对称半桥解耦电路；
对称半桥解耦电路包括设置在单相整流器和单相逆变器之间串联的两个支撑电容，两个支撑电容之间设置有滤波电感，且滤波电感与单相整流器连接。
提供一种单相交-直-交变换器的综合协调控制方法，包括直流侧二次纹波抑制协调控制策略；直流侧二次纹波抑制协调控制策略包括如下具体步骤：
S1：采样得到直流电压udc，根据给定直流电压u'dc作差计算得到直流电压偏差值Δudc；
S2：将直流电压偏差值Δudc输入二倍频带通滤波器，得到直流侧二次纹波电压udc2；
S3：通过将直流侧二次纹波电压udc2移相四分之一周期，得到虚构控制变量
S4：采集输出电压uo，输出电压uo通过单相锁相环得到输出侧相位ωot；
通过变换矩阵将虚构控制变量和输出侧相位ωot变换计算得到静止坐标系的基本分量i；
其中，θ为单相-单相变换器直流侧两个电容的相位角；为静止坐标系的基本分量i的虚拟正交量；
S5：采集电感电流if，根据静止坐标系的基本分量i计算得到电感参考电流i′f＝i×kp，其中，kp为系数；通过电感参考电流i'f与电感电流if作差得到偏差电感电流Δif；PR控制器根据偏差电感电流Δif设置PR调制波控制消除偏差电感电流Δif；
S6：将PR调制波与单相整流器控制器的第二桥臂调制信号相加作为单相整流器第二桥臂调制波；根据第二桥臂调制波生成得到PWM波，单相整流器第二桥臂的开关管根据PWM波对单相交-直-交变换器内的电容进行控制，补偿二次功率，抑制直流侧二次纹波。
进一步的，还包括基于DQ解耦的单相整流器特征次电流谐波抑制策略；包括如下具体步骤：
A1：提取得到单相整流器的输入电流谐波分量，将输入电流谐波分量坐标转换至自然坐标系并计算得到d轴输入电流二次谐波分量计算公式如下：
其中，β为单相整流器控制d轴的输入电流二次谐波分量相角；ud2为单相整流器控制d轴的输入电流二次谐波分量幅值；φs为输入电压电流相角差；Us为网侧电压有效值；Is为网侧电流有效值；为直流侧电压稳定值；ω为角频率；C为直流侧支撑电容；
A2：通过锁相环提取相位采用延迟模块对d轴输入电流二次谐波分量进行相移和幅值变换得到电流补偿信号；
A3：将电流补偿信号传输至单相整流器d轴，将电流补偿信号作为单相整流器d轴调制信号对输入电流谐波的畸变进行补偿。
进一步的，还包括基于DQ解耦的单相逆变器特征次电压谐波抑制策略；包括如下具体步骤：
B1：提取得到单相逆变器的单相电压谐波分量，将单相电压谐波分量坐标转换至自然坐标系并计算得到d轴单相电压二次谐波分量计算公式如下：
其中，β*为单相逆变器控制d轴的单相电压二次谐波分量相角；ud2 *为单相逆变器控制d轴的单相电压二次谐波分量幅值；m为逆变器调制度；Us为网侧电压有效值；Is为网侧电流有效值；为直流侧电压稳定值；ω为角频率；C为直流侧支撑电容；α为输出电压相角；φo为输出电压电流相角差；
B2：通过锁相环提取相位采用延迟模块对d轴单相电压二次谐波分量进行相移和幅值变换得到电压补偿信号；
B3：将电压补偿信号传输至单相逆变器d轴，将电压补偿信号作为单相逆变器d轴调制信号对单相电压谐波的畸变进行补偿。
进一步的，还包括点电位不平衡控制策略；点电位不平衡控制策略通过电压均衡控制策略判断单相逆变器功率流向，根据单相逆变器功率流向使开关通过进行开关状态转换的方式调节直流侧两个电容的充放电状态，从而对点电位的平衡进行调节。
进一步的，点电位不平衡控制策略包括如下具体步骤：
采集得到直流侧上电容两侧的电压uc1、直流侧下电容两侧的电压uc2、单相逆变器输入瞬时电压uo和单相逆变器瞬时电流io，计算得到开关状态转换信号T＝(uc1-uc2)iouo；
当T>0，且uc1>uc2，uo>0，io>0时，对上侧电容放电或对下侧电容充电；
当T>0，且uc1>uc2，uo<0，io<0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电；
当T<0，且uc1<uc2，uo>0，io>0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电；
当T<0，且uc1<uc2，uo<0，io<0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电。
本发明的有益效果为：
本发明通过在单相交-直-交变换器的单相整流器和单相逆变器之间设置对称半桥解耦电路，基于此电路提出二次纹波抑制控制策略，通过采集直流侧电压二次波动量和电感电流，控制单相整流器第二桥臂开关管的关断，使两个电容电压交流分量互补，从而实现直流侧无电压波动，令单相输入电流和单相输出电压具有良好的正弦性。
本发明通过直流侧二次纹波抑制协调控制策略和单相整流器特征次电流谐波抑制策略两个控制策略相互配合，消除直流侧的二次纹波，且保证上下电容电压均衡，又能同时保证单相输入电流和单相输出电压具有良好的正弦性。
本发明仅在现有的单相交-直-交三电平变换器两个支撑电容的基础上加入滤波电感，与传统有源滤波和均压电路相比结构简单，器件数少，体积小，易于工程化应用。
附图说明
图1为设置有对称半桥解耦电路的三电平电路单相交-直-交变换器的结构示意图；
图2为单相交-直-交变换器综合协调控制原理示意图；
图3为设置有对称半桥解耦电路的五电平电路单相交-直-交变换器的结构示意图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1所示，一种单相交-直-交变换器，包括在3电平电路单相-单相变换器的单相整流器和单相逆变器之间设置有1个对称半桥解耦电路；本发明的其他实施例中，n还可以为5、7或9，均可采用综合协调控制方法对其进行抑波控制。五电平电路单相交-直-交变换器如图3所示。
对称半桥解耦电路包括设置在单相整流器和单相逆变器之间串联的两个支撑电容，两个支撑电容之间设置有滤波电感，且滤波电感与单相整流器连接。
如图2所示，一种单相交-直-交变换器的综合协调控制方法，包括直流侧二次纹波抑制协调控制策略；直流侧二次纹波抑制协调控制策略包括如下具体步骤：
S1：采样得到直流电压udc，根据给定直流电压u'dc作差计算得到直流电压偏差值Δudc；
S2：将直流电压偏差值Δudc输入二倍频带通滤波器，得到直流侧二次纹波电压udc2；
S3：通过将直流侧二次纹波电压udc2移相四分之一周期，得到虚构控制变量
S4：采集输出电压uo，输出电压uo通过单相锁相环得到输出侧相位ωot；
通过变换矩阵将虚构控制变量和输出侧相位ωot变换计算得到静止坐标系的基本分量i；
其中，θ为单相-单相变换器直流侧两个电容的相位角；为静止坐标系的基本分量i的虚拟正交量；
S5：采集电感电流if，根据静止坐标系的基本分量i计算得到电感参考电流i′f＝i×kp，其中，kp为系数；通过电感参考电流i'f与电感电流if作差得到偏差电感电流Δif；PR控制器根据偏差电感电流Δif设置PR调制波控制消除偏差电感电流Δif；
S6：将PR调制波与单相整流器控制器的第二桥臂调制信号相加作为单相整流器第二桥臂调制波；根据第二桥臂调制波生成得到PWM波，单相整流器第二桥臂的开关管根据PWM波对单相交-直-交变换器内的电容进行控制，补偿二次功率，抑制直流侧二次纹波。
还包括基于DQ解耦的单相整流器特征次电流谐波抑制策略；包括如下具体步骤：
A1：提取得到单相整流器的输入电流谐波分量，将输入电流谐波分量坐标转换至自然坐标系并计算得到d轴输入电流二次谐波分量计算公式如下：
其中，β为单相整流器控制d轴的输入电流二次谐波分量相角；ud2为单相整流器控制d轴的输入电流二次谐波分量幅值；φs为输入电压电流相角差；Us为网侧电压有效值；Is为网侧电流有效值；为直流侧电压稳定值；ω为角频率；C为直流侧支撑电容；
A2：通过锁相环提取相位采用延迟模块对d轴输入电流二次谐波分量进行相移和幅值变换得到电流补偿信号；
A3：将电流补偿信号传输至单相整流器d轴，将电流补偿信号作为单相整流器d轴调制信号对输入电流谐波的畸变进行补偿。
还包括基于DQ解耦的单相逆变器特征次电压谐波抑制策略；包括如下具体步骤：
B1：提取得到单相逆变器的单相电压谐波分量，将单相电压谐波分量坐标转换至自然坐标系并计算得到d轴单相电压二次谐波分量计算公式如下：
其中，β*为单相逆变器控制d轴的单相电压二次谐波分量相角；ud2 *为单相逆变器控制d轴的单相电压二次谐波分量幅值；m为逆变器调制度；Us为网侧电压有效值；Is为网侧电流有效值；为直流侧电压稳定值；ω为角频率；C为直流侧支撑电容；α为输出电压相角；φo为输出电压电流相角差；
B2：通过锁相环提取相位采用延迟模块对d轴单相电压二次谐波分量进行相移和幅值变换得到电压补偿信号；
B3：将电压补偿信号传输至单相逆变器d轴，将电压补偿信号作为单相逆变器d轴调制信号对单相电压谐波的畸变进行补偿。
还包括点电位不平衡控制策略；点电位不平衡控制策略通过电压均衡控制策略判断单相逆变器功率流向，根据单相逆变器功率流向使开关通过进行开关状态转换的方式调节直流侧两个电容的充放电状态，从而对点电位的平衡进行调节。
点电位不平衡控制策略包括如下具体步骤：
采集得到直流侧上电容两侧的电压uc1、直流侧下电容两侧的电压uc2、单相逆变器输入瞬时电压uo和单相逆变器瞬时电流io，计算得到开关状态转换信号T＝(uc1-uc2)iouo；
当T>0，且uc1>uc2，uo>0，io>0时，对上侧电容放电或对下侧电容充电；当T>0，且uc1>uc2，uo<0，io<0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电；当T<0，且uc1<uc2，uo>0，io>0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电；当T<0，且uc1<uc2，uo<0，io<0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电。

Claims (4)

1.一种单相交-直-交变换器的综合协调控制方法，所述单相交-直-交变换器包括在n电平电路单相-单相变换器的单相整流器和单相逆变器之间设置有个对称半桥解耦电路；
所述对称半桥解耦电路包括设置在单相整流器和单相逆变器之间串联的两个支撑电容，两个支撑电容之间设置有滤波电感，且所述滤波电感与单相整流器连接；
其特征在于，包括直流侧二次纹波抑制协调控制策略；所述直流侧二次纹波抑制协调控制策略包括如下具体步骤：
S1：采样得到直流电压u dc，根据给定直流电压u' dc作差计算得到直流电压偏差值Δu dc；
S2：将直流电压偏差值Δu dc输入二倍频带通滤波器，得到直流侧二次纹波电压u dc2；
S3：通过将直流侧二次纹波电压u dc2移相四分之一周期，得到虚构控制变量；
S4：采集输出电压u o，输出电压u o通过单相锁相环得到输出侧相位ω o t；
通过变换矩阵将虚构控制变量和输出侧相位ω o t变换计算得到静止坐标系的基本分量i；
；
其中，θ为单相-单相变换器直流侧两个电容的相位角；为静止坐标系的基本分量i的虚拟正交量；
S5：采集电感电流i f，根据静止坐标系的基本分量i计算得到电感参考电流，其中，k p为系数；通过电感参考电流i' f与电感电流i f作差得到偏差电感电流Δi f；PR控制器根据偏差电感电流Δi f设置PR调制波控制消除偏差电感电流Δi f；
S6：将PR调制波与单相整流器控制器的第二桥臂调制信号相加作为单相整流器第二桥臂调制波；根据第二桥臂调制波生成得到PWM波，单相整流器第二桥臂的开关管根据PWM波对单相交-直-交变换器内的电容进行控制，补偿二次功率，抑制直流侧二次纹波；
还包括基于DQ解耦的单相整流器特征次电流谐波抑制策略；包括如下具体步骤：
A1：提取得到单相整流器的输入电流谐波分量，将输入电流谐波分量坐标转换至自然坐标系并计算得到d轴输入电流二次谐波分量；计算公式如下：
；
其中，为单相整流器控制d轴的输入电流二次谐波分量相角；/>为单相整流器控制d轴的输入电流二次谐波分量幅值；/>为输入电压电流相角差；U s为网侧电压有效值；I s为网侧电流有效值；/>为直流侧电压稳定值；ω为角频率；C为直流侧支撑电容；
A2：通过锁相环提取相位采用延迟模块对d轴输入电流二次谐波分量进行相移和幅值变换得到电流补偿信号；
A3：将电流补偿信号传输至单相整流器d轴，将电流补偿信号作为单相整流器d轴调制信号对输入电流谐波的畸变进行补偿。
2.根据权利要求1所述的单相交-直-交变换器的综合协调控制方法，其特征在于，还包括基于DQ解耦的单相逆变器特征次电压谐波抑制策略；包括如下具体步骤：
B1：提取得到单相逆变器的单相电压谐波分量，将单相电压谐波分量坐标转换至自然坐标系并计算得到d轴单相电压二次谐波分量；计算公式如下：
；
其中，为单相逆变器控制d轴的单相电压二次谐波分量相角；/>为单相逆变器控制d轴的单相电压二次谐波分量幅值；m为逆变器调制度；U s为网侧电压有效值；I s为网侧电流有效值；/>为直流侧电压稳定值；ω为角频率；C为直流侧支撑电容；α为输出电压相角；/>为输出电压电流相角差；
B2：通过锁相环提取相位采用延迟模块对d轴单相电压二次谐波分量进行相移和幅值变换得到电压补偿信号；
B3：将电压补偿信号传输至单相逆变器d轴，将电压补偿信号作为单相逆变器d轴调制信号对单相电压谐波的畸变进行补偿。
3.根据权利要求1所述的单相交-直-交变换器的综合协调控制方法，其特征在于，还包括点电位不平衡控制策略；所述点电位不平衡控制策略通过电压均衡控制策略判断单相逆变器功率流向，根据单相逆变器功率流向使开关通过进行开关状态转换的方式调节直流侧两个电容的充放电状态，从而对点电位的平衡进行调节。
4.根据权利要求3所述的单相交-直-交变换器的综合协调控制方法，其特征在于，点电位不平衡控制策略包括如下具体步骤：
采集得到直流侧上电容两侧的电压u c1、直流侧下电容两侧的电压u c2、单相逆变器输入瞬时电压u o和单相逆变器瞬时电流i o，计算得到开关状态转换信号；
当T>0，且u c1>u c2，u o>0，i o>0时，对上侧电容放电或对下侧电容充电；
当T>0，且u c1>u c2，u o<0，i o<0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电；
当T<0，且u c1<u c2，u o>0，i o>0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电；
当T<0，且u c1<u c2，u o<0，i o<0时，对上侧电容充电或对下侧电容放电。
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