CN112165271B - 一种并网变流系统及其模型预测控制方法 - Google Patents

一种并网变流系统及其模型预测控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112165271B
CN112165271B CN202011073787.6A CN202011073787A CN112165271B CN 112165271 B CN112165271 B CN 112165271B CN 202011073787 A CN202011073787 A CN 202011073787A CN 112165271 B CN112165271 B CN 112165271B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
voltage
converter
value
grid
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202011073787.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112165271A (zh
Inventor
黄景涛
任兆文
宋书中
弓少康
刘俊志
杨清
梁云朋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Henan University of Science and Technology
Original Assignee
Henan University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Henan University of Science and Technology filed Critical Henan University of Science and Technology
Priority to CN202011073787.6A priority Critical patent/CN112165271B/zh
Publication of CN112165271A publication Critical patent/CN112165271A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112165271B publication Critical patent/CN112165271B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H02J2300/26—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin involving maximum power point tracking control for photovoltaic sources
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明涉及一种并网变流系统及其模型预测控制方法，属于交流‑直流变换技术领域，该并网变流系统包括变流器与LCL滤波器，变流器通过LCL滤波器用于连接电网，该控制方法利用二阶广义积分传递函数，构建虚拟矢量建立控制器预测模型，即交流侧电流预测模型，然后利用预设的代价函数进行寻优，优选出一组开关状态信号。通过将功率参考值转化为电流参考值实现电流控制，并且在交流侧电流预测模型中，通过对入网电流进行电流补偿，抑制了电网电压畸变，保证了系统工作的稳定性，可靠性较高。

Description

一种并网变流系统及其模型预测控制方法
技术领域
本发明属于交流-直流变换技术领域，具体涉及一种并网变流系统及其模型预测控制方法。
背景技术
近年来，诸如光伏等可再生能源分布式发电受到越来越多得关注，分布式发电系统中每个发电单元通过变流器在公共耦合点(PCC)处并入电网。由于多台变流器并联至PCC处的线路距离不同，且各变流器工作情况不同，输出电流中包含的谐波含量也不尽相同，因此PCC处的线路阻抗往往出现波动，呈现出弱电网特性，使得分布式发电系统的工作环境复杂多变。作为可再生能源分布式发电系统与电网的接口，并网变流器的性能是分布式发电系统安全可靠并网运行的关键因素之一，因此，选择合适的控制器保证变流器在较复杂环境下仍能保持较好工作性能具有重要意义。
现有技术中，一般采用模型预测控制(Model Predictive Control,MPC)实现变流器的控制，其优点是，模型预测控制具有控制器设计简单，多目标优化等优点，在弱电网环境下，能够体现出较好的控制效果。但是，仍存在以下问题：
一，入网电流中的特定高频谐波还会在使线路电抗Lg感应出高频电压，叠加在公共耦合点电压ug上会使其出现畸变，严重影响系统工作稳定性。
二，公共耦合点处的线路阻抗Lg出现波动，会导致并网变流系统(包括变流器和LCL滤波器)中LCL滤波器的谐振点相应地偏移，若偏移至开关频率附近，会出现变流器输出不稳定，严重时造成系统崩溃。
发明内容
本发明的目的是提供一种并网变流系统及其模型预测控制方法，用于解决现有控制方法会使变流器输出的电网电压产生畸变的问题。
基于上述目的，一种并网变流系统的模型预测控制方法的技术方案如下：
该并网变流系统包括变流器与LCL滤波器，变流器通过LCL滤波器用于连接电网，该方法包括以下步骤：
1)获取变流器侧滤波电感的电流iL，滤波电容上的电压uf，入网电流ig以及公共耦合点电压ug；
2)将步骤1)中采集的电压值uf、ug和电流值iL、ig，代入设定的控制器预测模型，能够得到在变流器的不同开关状态信号下的下一时刻电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)；
所述的控制器预测模型包括交流侧电流预测模型，表达式如下：
xdq(k+1)＝ADxdq(k)+BDudq(k)
式中，xdq(k+1)表示k+1时刻电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)、电容电压预测值uf(k+1)，该电容电压预测值uf(k+1)用于确定k+1时刻电感电流给定值
Figure BDA0002716035240000022
和入网电流给定值
Figure BDA0002716035240000021
AD、BD为与变流器、滤波器拓扑结构有关的参数，xdq(k)表示k时刻电感电流iL、电容电压uf、入网电流ig的虚拟矢量，udq(k)表示k时刻在当前开关状态组合下变流器的输出电压ui，以及公共耦合点电压ug的虚拟矢量，其中，电感电流iL、电容电压uf、公共耦合点电压ug的虚拟矢量是分别通过将采集的电流值iL、电压值uf、公共耦合点电压ug经过二阶广义积分器处理得到的，入网电流ig的虚拟矢量是将入网电流ig进行电流补偿后再经过二阶广义积分器处理得到的；变流器的输出电压ui的虚拟矢量在设定控制集合时一同设定；
所述进行电流补偿的过程为：确定公共耦合点电压ug的虚拟矢量的高频分量ugh，将该高频分量ugh乘以第一设定阻尼系数，得到电流补偿量icom，将采集的电流值ig减去所述电流补偿量icom；
3)设定变流器的开关状态组合的控制集合，将控制集合中每一开关状态组合下得到的电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)，以及k+1时刻电感电流给定值
Figure BDA0002716035240000023
和入网电流给定值
Figure BDA0002716035240000024
代入预设的代价函数中，根据代价函数值优选出一组开关状态信号，根据优选出的开关状态信号控制变流器的开关状态。
一种并网变流系统的技术方案如下：
该并网变流系统包括变流器与LCL滤波器，变流器通过LCL滤波器用于连接电网，还包括控制器，该控制器用于根据所述的模型预测控制方法，优选出开关状态信号，控制变流器的开关状态。
上述两个技术方案的有益效果是：
本发明的模型预测控制方法，利用二阶广义积分(SOGI)传递函数，构建虚拟矢量建立控制器预测模型，即交流侧电流预测模型，然后利用预设的代价函数，实现变流器入网功率控制(即电流控制)，并且在交流侧电流预测模型中，通过对入网电流进行电流补偿，抑制了电网电压畸变，保证了系统工作的稳定性，可靠性较高。
进一步的，为了实现滤波器的谐振抑制，步骤2)中所述变流器的输出电压ui经过二阶广义积分器处理之前，还包括对输出电压ui进行电压补偿，补偿过程为：计算采集的电流值iL、ig之差，得到滤波电容电流ic，确定该滤波电容电流ic的高频分量，并乘以第二设定阻尼系数，得到电压补偿量ucom，将输出电压ui中的实部减去所述电压补偿量ucom。
进一步的，为了实现变流器的直流母线中点电压平衡，步骤2)中，所述的控制器预测模型还包括直流母线中点电压预测模型，表达式如下：
uz(k+1)＝up(k+1)-un(k+1)
Figure BDA0002716035240000031
式中，up(k+1)、un(k+1)为k+1时刻下变流器的直流母线上并联的正极母线电容电压预测值、负极母线电容电压预测值，uz(k+1)为k+1时刻的直流母线中点电压预测值，Ts为采样周期，mp＝1/C1，mn＝1/C2，C1、C2为正极母线电容值、负极母线电容值，ic1(k)为k时刻正极母线电容C1上的电流，ic2(k)为k时刻负极母线电容C2上的电流，ic1(k)和ic2(k)能够根据采集的电流值iL，结合变流器在k时刻的开关状态组合求出；up(k)、un(k)为k时刻采集的正极母线电容电压、负极母线电容电压；
步骤3)中，还包括将直流母线中点电压预测值uz(k+1)代入预设的代价函数中，所述的代价函数为：
Figure BDA0002716035240000032
ie＝y(k+1)-y*(k+1)
uze＝uz(k+1)
式中，g为预设的代价函数值，y(k+1)为控制集合中每一开关状态组合下得到的电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)，y*(k+1)为k+1时刻电感电流给定值
Figure BDA0002716035240000034
和入网电流给定值
Figure BDA0002716035240000035
Λ为设定的权重矩阵。
当不考虑变流器的直流母线中点电压平衡问题时，所述的代价函数为：
Figure BDA0002716035240000033
ie＝y(k+1)-y*(k+1)
式中，ga为预设的代价函数值，y(k+1)为控制集合中每一开关状态组合下得到的电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)，y*(k+1)为k+1时刻电感电流给定值
Figure BDA0002716035240000036
和入网电流给定值
Figure BDA0002716035240000041
Λ为设定的权重矩阵。
进一步的，为了确定电感电流给定值和入网电流给定值，所述电感电流给定值
Figure BDA0002716035240000042
和入网电流给定值
Figure BDA0002716035240000043
的确定步骤如下：
根据所述的电容电压预测值uf(k+1)，计算滤波电容消耗的无功功率；根据该滤波电容消耗的无功功率，结合设定的入网有功功率给定值和无功功率给定值，计算变流器的输出有功、无功功率给定值；利用该输出有功、无功功率给定值，结合公共耦合点电压ug的虚拟矢量，计算k+1时刻电感电流给定值
Figure BDA0002716035240000044
和入网电流给定值
Figure BDA0002716035240000045
具体的，电感电流给定值
Figure BDA0002716035240000046
和入网电流给定值
Figure BDA0002716035240000047
的计算式如下：
Figure BDA0002716035240000048
式中，ugd(k)、ugq(k)为公共耦合点电压ug的虚拟矢量分别在d轴、q轴上的值，
Figure BDA0002716035240000049
为变流器的输出有功、无功功率给定值，P*、Q*为入网有功功率给定值和无功功率给定值。
所述变流器的输出有功、无功功率给定值的计算式如下：
Figure BDA00027160352400000410
式中，
Figure BDA00027160352400000411
为变流器的输出有功、无功功率给定值，P*、Q*为入网有功功率给定值和无功功率给定值，QC为滤波电容消耗的无功功率，其计算式如下：
Figure BDA00027160352400000412
式中，ω为角频率，Cf为滤波电容值，ufq(k+1)、ufd(k+1)为所述电容电压预测值uf(k+1)变换到d轴、q轴分量。
附图说明
图1是本发明方法实施例中的光伏并网变流系统示意图；
图2是本发明方法实施例中的模型预测控制方法逻辑框图；
图3是本发明方法实施例中的网电压畸变抑制和滤波器谐波抑制的逻辑框图；
上面图1中的符号表示如下：
光伏发电系统(1)，光伏阵列(101)，Buck-Boost变换模块(102)，第一控制器(103)；变流器模块(2)，正极母线电容C1(201)，负极母线电容C2(202)，NPC三电平全桥逆变器(203)；LCL滤波器(3)，桥臂侧滤波电感L(301)，滤波电容Cf(302)，电网侧滤波电感L2(303)；公共耦合点(PCC)(4)；直流侧电压采样电路(5)；交流侧电压电流采样电路(6)；变流器控制模块(7)，第二控制器(701)，第二驱动模块(702)；能量管理系统(8)。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明。
方法实施例：
如图1所示的光伏并网变流系统，其拓扑结构包括：光伏发电系统(1)，变流器模块(2)，LCL滤波器(3)，公共耦合点(PCC)(4)，直流侧电压采样电路(5)，交流侧电压电流采样电路(6)，变流器控制模块(7)，能量管理系统(8)。
其中，光伏发电系统(1)包括：光伏阵列(101)，Buck-Boost变换器(102)，第一控制器(103)，第一驱动模块(104)组成，第一控制器(103)获得直流母线电压Udc信号，通过PI控制求得Buck-Boost变换器PWM信号，通过第一驱动模块(104)控制Buck-Boost变换器工作。光伏阵列(101)的输出端连接Buck-Boost变换器(102)输入端，其输出端连接变流器模块(2)的直流母线；变流器模块(2)包括：正极母线电容C1(201)，负极母线电容C2(202)，NPC三电平全桥逆变器(203)。
直流侧电压采样电路(5)由电压霍尔元件和调理电路组成，电压霍尔元件分别采集第一母线电容(201)和第二母线电容(202)上的电压up和un，二者相加得到直流母线电容Udc；调理电路用于对采集的电压(为模拟电压)进行调理。
NPC三电平全桥逆变器(203)两个桥臂中点连接LCL滤波器(3)输入侧，LCL滤波器(3)包括：桥臂侧滤波电感L(301)，滤波电容Cf(302)，电网侧滤波电感L2(303)，滤波器输出侧接在公共耦合点PCC(4)上。交流侧电压电流采样电路(6)由电流互感器，电压互感器和调理电路组成，分别采集流过桥臂侧滤波电感L(301)的电流iL，滤波电容Cf(302)上的电压uf，入网电流ig以及PCC电压ug，调理电路用于对采集的电压值和电流值进行调理。
变流器控制模块(7)包括：第二控制器(701)，第二驱动模块(702)。其中，第二控制器(701)获得从直流侧电压采样电路(5)和交流侧电压电流采样电路(6)采集的电压电流信号，通过本实施例即将提出的模型预测控制方法，求得最优开关状态信号，并加载到第二驱动模块(702)上，第二驱动模块(702)生成驱动信号控制IGBT工作在最优状态。
图1中，能量管理系统(8)与第二控制器(701)，第一控制器(103)相互通信，协调系统工作在最佳模式。例如，能量管理系统(8)获得当前光照等光伏系统工作信息，通过最大功率点跟踪(MPPT)算法得到直流母线电容给定值U* dc，发送给第一控制器，参与Buck-Boost变换器(102)控制；又如，通过能量管理系统(8)确定有功功率给定值P*，无功功率给定值Q*，发送给第二控制器(701)，参与变流器(2)控制。
基于上述光伏并网变流系统，本实施例提出一种模型预测控制方法，适用于光伏分布式发电场合，实现单相NPC变流器模块(2)的控制，抑制电网畸变，提供系统工作稳定性。如图2所示，该控制方法的具体实现步骤如下：
步骤1)，获取流过桥臂侧滤波电感L(301)的电流iL，滤波电容Cf(302)上的电压uf，入网电流ig和PCC电压ug，以及获取第一母线电容(201)和第二母线电容(202)上的电压up和un。这些值均可通过图1中的交流电压电流采样电路(6)和直流电压采样电路(5)采集获得。
步骤2)将步骤1)中采集的当前时刻电压和电流值，代入设定的控制器预测模型，能够得到在变流器的不同开关状态信号下的下一时刻iL、ig、直流母线中点电压uz的预测值。
具体的，设定的控制器预测模型包括交流侧电流预测模型和直流母线中点电压预测模型，下面分别阐述各模型的具体构成：
(一)交流侧电流预测模型(AC-MP)
首先，构建虚拟矢量，需要构建虚拟矢量的对象包括：变流器侧滤波电感的电流iL，滤波电容上的电压uf，以及入网电流ig，入网电压ug。具体构建过程如下：
设定一个二阶广义积分(SOGI)传递函数，SOGI传递函数(也称二阶广义积分器)为：
Figure BDA0002716035240000061
其中，kd为SOGI阻尼系数，ω为角频率，实际应用中状态观测器、全通滤波器、纯微分器也可以构建正交的虚拟信号，但是他们均有缺点：纯微分器会放大高频信号，易使系统不稳定；状态观测器会放大特定谐波，如5次谐波，7次谐波等；全通滤波器允许所有信号通过，因此还需设计额外的滤波器滤除杂波，增加控制器复杂度。而在SOGI中，D(s)为构建的与原信号相角相差π/2的正交信号，H(s)为构建的与原信号同相位的信号，且SOGI在ω附近增益为1，对其他角频率处均有滤波作用，结合本次发明中的有源阻尼策略，选用SOGI构建虚拟矢量较为合适。
根据步骤1)中获取的电压电流值，设变流器的当前时刻状态变量为xa＝(iL,uf,ig)T，则经过SOGI传递函数后，构建的虚拟矢量x(包括iLαβ、ufαβ、igαβ)可表示为：
Figure BDA0002716035240000071
定义单相NPC三电平变流器模型的开关状态Sa1、Sa2、Sb1、Sb2，且
Figure BDA0002716035240000072
根据上面定义的开关状态以及单相NPC逆变器工作要求，可用的开关状态组合有9个。设变流器中逆变器的两个桥臂中点电压为uab，则每个有效开关状态均对应一个uab的值，根据uab的变化规律，就可以构建9个不同的虚拟电压矢量ui，其与开关状态的对应关系如表1所示。
表1：开关状态组合的控制集
Figure BDA0002716035240000073
设上面虚拟电压矢量ui的控制集合为D，其中v＝Udc。根据表1可得ui的电压矢量形式为uiαβ＝(real(ui),imag(ui))，其中real(ui)为ui的实部，即uab，imag(ui)为ui的虚部。与构建状态变量xa的虚拟矢量x的原理相似，建立ug的虚拟矢量ugαβ，并设u＝(uiαβ,ugαβ)T。
本步骤中，为了抑制LCL滤波器谐振，需要加入有源阻尼策略，将ui的虚拟矢量uiαβ作如下调整：
Figure BDA0002716035240000074
式中，ucom为加入有源阻尼策略的电压补偿量，为设定值。
之所以作出上述调整，原因在于：由图1可得，在s域中入网电流ig与桥臂电压uab和PCC端电压ug的关系为：
Figure BDA0002716035240000081
其中，L、L2为滤波器的电感。
由于式(4)中的分母缺少阻尼项，因此系统存在一个谐振频率。当LCL滤波器谐振时，变流器不能稳定跟踪给定值，严重时甚至会造成系统崩溃，因此需要加入有源阻尼策略抑制LCL滤波器谐振。如图3所示，该方法具体为：
首先令iL减去ig，得到滤波电容电流ic，随后令ic通过H(s)(通过上面公式(1)获取)后得到基波分量，ic再减去基波分量，得到电流高频分量ich，即
ich＝ic-icH(s) (5)
最后，令电流高频分量ich乘以阻尼系数Rc，便可得到电压补偿量ucom，利用公式(3)在输入电压ui的实部中减去ucom，用以抑制滤波器谐振。
本步骤中，为了抑制电网电压畸变，需要加入电网电压畸变抑制策略，将ig的虚拟矢量igαβ作如下调整：
Figure BDA0002716035240000082
式中，icom为加入电网电压畸变抑制策略的入网电流补偿量，H(s)和D(s)均通过上面公式(1)获取。
之所以作出上述调整，其原因在于：如图1所示，根据电感Lg对PCC处电压的影响，得出逆变器(变流器)两个桥臂中点电压uab，与PCC处电压ug之间的关系，关系式如下：
Figure BDA0002716035240000083
其中，e为电网电压，式(7)显示出了uab对ug的影响，分母中也缺少阻尼项。当Lg变化时，uab中的高频谐波分量会在Lg上感应出高频电压，甚至可能出现谐振，从而使ug不再等于e。由于第二控制器中的参考值计算和交流预测模型需要用到ug采样值，畸变的ug使得第二控制器不能准确计算出控制量，从而影响变流器输出，对系统安全工作造成威胁。因此，需要加入电网电压畸变抑制策略，如图3所示，该方法具体实现过程如下：
与得到电流高频分量ich的过程相似，在建立ug虚拟矢量时也分离ug畸变分量ugh，即ugh＝ug-ugH(s)，再乘一个阻尼系数1/Rg，得到电流补偿量icom，在ig的采样值中减去icom，用来抑制电网畸变，因此加入电网电压畸变抑制策略后得到如公式(6)所示的虚拟矢量。
上面igαβ调整后构成的虚拟矢量x和上面ugαβ调整后构成的虚拟矢量u经过Park变换后得到dq轴上的状态变量xdq和udq，分别为：
Figure BDA0002716035240000091
建立如下的变流器状态空间模型：
Figure BDA0002716035240000092
其中
Figure BDA0002716035240000093
C＝(1 1 0)，其中
Figure BDA0002716035240000099
Figure BDA0002716035240000094
mL＝1/L,mg＝1/L2,mf＝1/Cf。
将式(3)通过欧拉前向公式离散化，可得如下的交流预测模型(AC-MP)：
Figure BDA0002716035240000095
其中，xdq(k+1)表示k+1时刻电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)、电容电压预测值uf(k+1)，xdq(k)表示k时刻电感电流iL、电容电压uf、入网电流ig的虚拟矢量，udq(k)表示k时刻在当前开关状态下变流器的输出电压ui，以及公共耦合点电压ug的虚拟矢量，
Figure BDA0002716035240000096
CD＝C，Ts为采样周期，k表示当前采样时刻。设ie＝y(k+1)-*y(k+1，其中y*(k+1)为输出给定值，即
Figure BDA0002716035240000097
y(k+1)为下一时刻(k+1时刻)变流器输出电流在dq轴上的预测值iLdq、入网电流在dq轴上的预测值igdq。
上面输出给定值y*(k+1)的确定过程如下：
第二控制器(701)从能量管理系统(8)处获得入网有功功率和无功功率给定值P*，Q*；并根据上面滤波电容电压的dq轴分量在下一时刻的预测值ufd(k+1)、ufq(k+1)，计算滤波电容消耗无功功率为：
Figure BDA0002716035240000098
式中，Qc为滤波电容消耗的无功功率，Cf为滤波电容值。
根据上面得到的Qc，以及入网有功功率和无功功率给定值P*、Q*，计算变流器的桥臂侧输出功率给定值为：
Figure BDA0002716035240000101
式中，PL *为桥臂侧输出有功功率给定值，QL *为桥臂侧输出无功功率给定值。
则输出给定值y*(k+1)可通过下式求得：
Figure BDA0002716035240000102
其中，公式左边即为输出给定值y*(k+1)。
(二)直流母线中点电压预测模型(DC-MP)
根据变流器的交流侧桥臂电流iL，结合变流器模型的开关状态组合Sa1、Sa2、Sb1、Sb2，计算出直流侧直流母线电流ip、in，计算公式如下：
Figure BDA0002716035240000103
则母线电容电流为：
Figure BDA0002716035240000104
式中，ic1为正极母线电容C1上的电流，ic2为负极母线电容C2上的电流。
正极母线电容电压up、负极母线电容电流un可用动态方程可表示为：
Figure BDA0002716035240000105
其中mp＝1/C1，mn＝1/C2，令C1＝C2＝C，则mp＝mn。同样将式(15)离散化后可得直流母线预测模型(DC-MP)，表达式如下：
Figure BDA0002716035240000106
设直流母线中点电压uz＝(up-un)，结合公式(16)，则可得uz预测模型为：
uz(k+1)＝Tsmpin(k)+uz(k) (17)
式中，uz(k+1)为下一时刻的直流母线中点电压预测值，记uze＝uz(k+1)。
本步骤中，交流侧电流预测模型、直流母线中点电压预测模型均是第二控制器提前预设的，第二控制器只需在步骤1)中获取到当前时刻的电压电流采集值，代入预设好的交流侧电流预测模型中，能够确定下一时刻变流器输出电流和入网电流的预测值，进而求得该预测值与给定值的偏差ie。对应的，将步骤1)中获取到当前时刻的电压采集值，代入预设好的直流母线中点电压预测模型，就能够确定下一时刻的直流母线中点电压预测值。
步骤3)将步骤2)中得到的iL、ig、uz的预测值代入设定的代价函数中，进行代价函数寻优，每一组开关状态对应一组的预测值均可求得一个代价函数值g，选择代价函数值最小的那一组开关状态作为下一时刻的控制量。
具体的，本发明的模型预测控制方法中，主要控制目标为入网功率，同时也要控制桥臂侧输出功率，令其对LCL滤波器发出的无功功率进行补偿；还需要控制直流母线重点电压平衡。因此本步骤中，设定的代价函数分为两部分，分别功率控制代价函数和直流母线中点电压控制代价函数。
根据系统工作特性，设计功率控制代价函数为：
Figure BDA0002716035240000111
其中，ga为功率控制代价函数，Λ为权重矩阵，Λ＝diag(λ1，λ2，λ3，λ4)；其中，权重因子λ1和λ2表示逆变器输出电流在d轴和q轴上的预测值的控制程度，权重因子λ3和λ4表示入网电流在d轴和q轴上的预测值的控制程度，各权重值λ1～λ4均为设定值，例如均设为1，或者采用现有算法确定各权重值，例如采用遗传算法。
直流母线中点电压控制代价函数设计为：
Figure BDA0002716035240000112
其中，gc为直流母线中点电压控制代价函数，uze为下一时刻的直流母线中点电压预测值。
因此，总代价函数为：
g＝ga+gc (20)
第二控制器首先遍历表1中控制集D的每个开关状态，分别利用步骤2)中的预测模型，计算出相对应的电流预测值和直流母线中点电压预测值(称为一组预测值)，随后进行代价函数寻优，每组预测值均可求得一个代价函数值g，最后，控制器选择令g最小的预测值所对应的开关状态作为下一个时刻控制量输出，即：
Figure BDA0002716035240000113
式中，S(k+1)表示下一时刻的控制量，即优选出表1中的某一组开关状态。
本发明的模型预测控制方法，具有以下优点：
(1)利用二阶广义积分(SOGI)传递函数，构建虚拟矢量建立控制器预测模型，设计合适的代价函数，实现变流器入网功率控制(即电流控制)以及直流母线中点电压平衡控制。
(2)建立虚拟矢量过程中考虑到滤波电容电流ic的高频分量ich，利用高频分量ich构建虚拟阻抗，增大系统谐振阻尼，抑制滤波器谐振，解决了变流器并网时的LCL滤波器谐振点的偏移问题。
(3)建立虚拟矢量过程中考虑到公共耦合点电压ug的畸变分量ugh，利用畸变分量ugh计算电流补偿量icom，对电流预测值进行补偿，抑制电网畸变。
以上是实现模型预测控制的优选实施例，作为其他实施方式，若不考虑滤波器谐振抑制问题，则在公式(3)中，无需对变流器中逆变器的两个桥臂中点电压uab进行补偿，即虚拟矢量uiaβ表达式如下：
Figure BDA0002716035240000121
将上式代替公式(3)，再进行本发明的模型预测控制即可。
需要说明的是，本发明的模型预测控制方法不仅适用于与光伏并网变流系统，还适用于其他新能源并网变流系统，如风力发电并网系统。
本实施例中，若不考虑直流母线中点电压平衡问题，则可以对控制器预测模型进行化简，即只包括交流侧电流预测模型，无需直流母线中点电压预测模型，预设的代价函数则相应改变，将总代价函数g改为功率控制代价函数ga即可。
系统实施例：
本实施例提出一种并网变流系统，以光伏并网变流系统为例，如图1所示，该系统包括光伏发电系统(1)，变流器模块(2)，LCL滤波器(3)，公共耦合点(PCC)(4)，直流侧电压采样电路(5)，交流侧电压电流采样电路(6)，控制模块(7)，能量管理系统(8)。其中控制模块(7)用于实现方法实施例中的模型预测控制方法，实现变流器跟随给定值输出功率，并且平衡直流母线中点电压，具体内容请参考方法实施例中的记载，本实施不再赘述。
光伏发电系统(1)中，光伏阵列(101)后接Buck-Boost变换模块(102)，实现升降压控制，不论光伏阵列电压高于还是低于直流母线电压，均能保证直流母线电压稳定在给定值。
能量管理系统(8)用于进行最大功率点(PCC)跟踪，生成直流母线给定值U* dc，有功功率给定值P*和无功功率给定值Q*，其中U* dc发送给第一控制器(103)，P*和Q*发送给第二控制器(701)。第一控制器(103)根据获取的给定值U* dc，和采集的直流母线电压Udc，使用PI控制稳定直流母线电压；第二控制器(701)获取给定值P*和Q*，按照方法实施例中的方法进行模型预测控制。
该并网变流系统中，将LCL滤波器(3)和线路阻抗Lg形成二阶级联结构，Lg波动不会引起LCL滤波器谐振点的变化，因此针对LCL滤波器谐振，可认为设计合适的虚拟阻抗策略便可抑制谐振。但是，当Lg逐渐增大时，某些较低频次而无法被滤波器完全滤除的谐波会在Lg上感应出电压，叠加到电网电压e上便会使ug出现畸变，对系统稳定性造成影响，甚至使得系统崩溃，因此本实施例提出相应的电网电压畸变抑制策略抑制电网电压畸变。
本实施例中，第二控制器(701)，第一控制器(103)以及能量管理系统(8)的硬件构成装置主要包括：AD转换模块，TMS320F28335控制板，PWM输出模块等。
作为其他实施方式，本实施例中的并网变流系统还可以为其他新能源并网变流系统，将上述光伏发电系统改变为其他新能源发电系统即可。
最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (8)

1.一种并网变流系统的模型预测控制方法，该并网变流系统包括变流器与LCL滤波器，变流器通过LCL滤波器用于连接电网，其特征在于，该方法包括以下步骤：
1)获取变流器侧滤波电感的电流iL，滤波电容上的电压uf，入网电流ig以及公共耦合点电压ug；
2)将步骤1)中采集的电压值uf、ug和电流值iL、ig，代入设定的控制器预测模型，能够得到在变流器的不同开关状态信号下的下一时刻电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)；
所述的控制器预测模型包括交流侧电流预测模型，表达式如下：
xdq(k+1)＝ADxdq(k)+BDudq(k)
式中，xdq(k+1)表示k+1时刻电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)、电容电压预测值uf(k+1)，该电容电压预测值uf(k+1)用于确定k+1时刻电感电流给定值
Figure FDA0002716035230000011
和入网电流给定值
Figure FDA0002716035230000012
AD、BD为与变流器、滤波器拓扑结构有关的参数，xdq(k)表示k时刻电感电流iL、电容电压uf、入网电流ig的虚拟矢量，udq(k)表示k时刻在当前开关状态组合下变流器的输出电压ui，以及公共耦合点电压ug的虚拟矢量，其中，电感电流iL、电容电压uf、公共耦合点电压ug的虚拟矢量是分别通过将采集的电流值iL、电压值uf、公共耦合点电压ug经过二阶广义积分器处理得到的，入网电流ig的虚拟矢量是将入网电流ig进行电流补偿后再经过二阶广义积分器处理得到的；变流器的输出电压ui的虚拟矢量在设定控制集合时一同设定；
所述进行电流补偿的过程为：确定公共耦合点电压ug的虚拟矢量的高频分量ugh，将该高频分量ugh乘以第一设定阻尼系数，得到电流补偿量icom，将采集的电流值ig减去所述电流补偿量icom；
3)设定变流器的开关状态组合的控制集合，将控制集合中每一开关状态组合下得到的电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)，以及k+1时刻电感电流给定值
Figure FDA0002716035230000013
和入网电流给定值
Figure FDA0002716035230000014
代入预设的代价函数中，根据代价函数值优选出一组开关状态信号，根据优选出的开关状态信号控制变流器的开关状态。
2.根据权利要求1所述的并网变流系统的模型预测控制方法，其特征在于，步骤2)中所述变流器的输出电压ui经过二阶广义积分器处理之前，还包括对输出电压ui进行电压补偿，补偿过程为：计算采集的电流值iL、ig之差，得到滤波电容电流ic，确定该滤波电容电流ic的高频分量，并乘以第二设定阻尼系数，得到电压补偿量ucom，将输出电压ui中的实部减去所述电压补偿量ucom。
3.根据权利要求1或2所述的并网变流系统的模型预测控制方法，其特征在于，步骤2)中，所述的控制器预测模型还包括直流母线中点电压预测模型，表达式如下：
uz(k+1)＝up(k+1)-un(k+1)
Figure FDA0002716035230000021
式中，up(k+1)、un(k+1)为k+1时刻下变流器的直流母线上并联的正极母线电容电压预测值、负极母线电容电压预测值，uz(k+1)为k+1时刻的直流母线中点电压预测值，Ts为采样周期，mp＝1/C1，mn＝1/C2，C1、C2为正极母线电容值、负极母线电容值，ic1(k)为k时刻正极母线电容C1上的电流，ic2(k)为k时刻负极母线电容C2上的电流，ic1(k)和ic2(k)能够根据采集的电流值iL，结合变流器在k时刻的开关状态组合求出；up(k)、un(k)为k时刻采集的正极母线电容电压、负极母线电容电压；
步骤3)中，还包括将直流母线中点电压预测值uz(k+1)代入预设的代价函数中，所述的代价函数为：
Figure FDA0002716035230000022
ie＝y(k+1)-y*(k+1)
uze＝uz(k+1)
式中，g为预设的代价函数值，y(k+1)为控制集合中每一开关状态组合下得到的电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)，y*(k+1)为k+1时刻电感电流给定值
Figure FDA0002716035230000023
和入网电流给定值
Figure FDA0002716035230000024
Λ为设定的权重矩阵。
4.根据权利要求1或2所述的并网变流系统的模型预测控制方法，其特征在于，所述的代价函数为：
Figure FDA0002716035230000025
ie＝y(k+1)-y*(k+1)
式中，ga为预设的代价函数值，y(k+1)为控制集合中每一开关状态组合下得到的电感电流预测值iL(k+1)、入网电流预测值ig(k+1)，y*(k+1)为k+1时刻电感电流给定值
Figure FDA0002716035230000026
和入网电流给定值
Figure FDA0002716035230000027
Λ为设定的权重矩阵。
5.根据权利要求1所述的并网变流系统的模型预测控制方法，其特征在于，所述电感电流给定值
Figure FDA0002716035230000031
和入网电流给定值
Figure FDA0002716035230000032
的确定步骤如下：
根据所述的电容电压预测值uf(k+1)，计算滤波电容消耗的无功功率；根据该滤波电容消耗的无功功率，结合设定的入网有功功率给定值和无功功率给定值，计算变流器的输出有功、无功功率给定值；利用该输出有功、无功功率给定值，结合公共耦合点电压ug的虚拟矢量，计算k+1时刻电感电流给定值
Figure FDA0002716035230000033
和入网电流给定值
Figure FDA0002716035230000034
6.根据权利要求5所述的并网变流系统的模型预测控制方法，其特征在于，电感电流给定值
Figure FDA0002716035230000035
和入网电流给定值
Figure FDA0002716035230000036
的计算式如下：
Figure FDA0002716035230000037
式中，ugd(k)、ugq(k)为公共耦合点电压ug的虚拟矢量变换到d轴、q轴上的分量，
Figure FDA0002716035230000038
Figure FDA0002716035230000039
为变流器的输出有功、无功功率给定值，P*、Q*为入网有功功率给定值和无功功率给定值。
7.根据权利要求5或6所述的并网变流系统的模型预测控制方法，其特征在于，所述变流器的输出有功、无功功率给定值的计算式如下：
Figure FDA00027160352300000310
式中，
Figure FDA00027160352300000311
为变流器的输出有功、无功功率给定值，P*、Q*为入网有功功率给定值和无功功率给定值，QC为滤波电容消耗的无功功率，其计算式如下：
Figure FDA00027160352300000312
式中，ω为角频率，Cf为滤波电容值，ufq(k+1)、ufd(k+1)为所述电容电压预测值uf(k+1)分 别在d轴、q轴上的值。
8.一种并网变流系统，该并网变流系统包括变流器与LCL滤波器，变流器通过LCL滤波器用于连接电网，其特征在于，还包括控制器，该控制器用于根据如权利要求1-7任一项所述的模型预测控制方法，优选出开关状态信号，控制变流器的开关状态。
CN202011073787.6A 2020-10-09 2020-10-09 一种并网变流系统及其模型预测控制方法 Active CN112165271B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011073787.6A CN112165271B (zh) 2020-10-09 2020-10-09 一种并网变流系统及其模型预测控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011073787.6A CN112165271B (zh) 2020-10-09 2020-10-09 一种并网变流系统及其模型预测控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112165271A CN112165271A (zh) 2021-01-01
CN112165271B true CN112165271B (zh) 2021-08-20

Family

ID=73866520

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011073787.6A Active CN112165271B (zh) 2020-10-09 2020-10-09 一种并网变流系统及其模型预测控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112165271B (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113014130A (zh) * 2021-03-16 2021-06-22 福州大学 三相三电平中性点钳位逆变器的预测控制方法
CN112886884B (zh) * 2021-04-08 2022-03-22 太原理工大学 一种dfig多目标优化控制目标函数的设计方法
CN114844115B (zh) * 2022-07-01 2022-11-15 浙江大学 一种基于模型预测控制的光伏变流器构网控制方法及装置
CN116996011B (zh) * 2023-08-02 2024-05-17 北京垒实科技有限公司 一种基于载波通信的分布式光伏柔性调控器
CN117239711B (zh) * 2023-11-13 2024-02-02 四川大学 改善抽油机井群供电质量的储能控制方法和装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103595069A (zh) * 2013-11-18 2014-02-19 河南师范大学 不平衡电压下光伏发电系统网侧变换器模型预测控制方法
CN110676878A (zh) * 2019-10-16 2020-01-10 南京理工大学 适用于非理想电网的多目标电流参考指令计算方法及系统
CN110829466A (zh) * 2019-11-04 2020-02-21 郑州轻工业学院 组合开关状态的npc三电平模型预测不平衡治理方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2814527C (en) * 2013-03-15 2018-10-23 Queen's University At Kingston Single phase power system controller and method therefor

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103595069A (zh) * 2013-11-18 2014-02-19 河南师范大学 不平衡电压下光伏发电系统网侧变换器模型预测控制方法
CN110676878A (zh) * 2019-10-16 2020-01-10 南京理工大学 适用于非理想电网的多目标电流参考指令计算方法及系统
CN110829466A (zh) * 2019-11-04 2020-02-21 郑州轻工业学院 组合开关状态的npc三电平模型预测不平衡治理方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Two-step Model Predictive Power Control for a Single-Phase NPC Inverter with Fixed Switching Frequency and Optimal Switching Sequences;Yuxin Liu et al.;《2020 Asia Energy and Electrical Engineering Symposium》;20200619;第401-408页 *
新能源发电逆变器的模型预测控制研究;苏泰新;《中国优秀硕士学位论文全文数据库（工程科技Ⅱ辑）》;20200331;第C042-407页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN112165271A (zh) 2021-01-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112165271B (zh) 一种并网变流系统及其模型预测控制方法
CN110867887B (zh) Npc三电平逆变器最优序列模型预测控制装置及方法
CN110739678B (zh) 一种并网换流器串联虚拟阻抗的控制方法
CN106602916B (zh) 一种混合电平三相四桥臂变流器装置及控制方法
CN105977996B (zh) 基于dsp的静止无功发生器控制系统及控制方法
CN112383238B (zh) 用于t型逆变器并联系统的中点平衡与环流抑制方法
CN112383237B (zh) 一种并网逆变器的模型预测控制方法
WO2012048518A1 (zh) 针对四桥臂光伏逆变器中线臂控制模型的直流侧控制方法
CN110429603B (zh) 六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法
CN110912150B (zh) 一种基于虚拟阻抗的混合有源滤波器并网方法
CN112653342B (zh) 一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制装置及方法
Zhou et al. High-frequency resonance mitigation for plug-in hybrid electric vehicles’ integration with a wide range of grid conditions
CN105406477B (zh) 一种三相并网系统lcl滤波器参数设计的方法
CN112909919B (zh) 两级式三电平三相四线制储能换流器中点电位平衡方法和系统
CN110266044B (zh) 一种基于储能变流器的微电网并网控制系统及方法
CN116683778B (zh) 一种单相交-直-交变换器及其综合协调控制方法
CN112564167A (zh) 一种基于一致性算法的改进下垂控制方法
CN112510749A (zh) 微网孤岛模式下具有网络自适应能力的下垂控制方法
CN116722750A (zh) 一种单相-三相变换器及其综合协调控制方法
CN110797895A (zh) 一种储能型mmc不平衡网压下的soc均衡控制方法
CN107634657B (zh) 一种矩阵变换器的预测控制方法及装置
CN110071515A (zh) 一种基于二级控制的多微网电压不平衡补偿方法
CN115498696A (zh) 一种针对不平衡电网下的三相整流器模拟电阻控制方法
CN115276439A (zh) 适应弱电网阻抗变化的lcl型并网逆变器谐振抑制方法
CN112018797A (zh) 一种储能变流器分层功率控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant