CN113765428B - 一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法 - Google Patents
一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN113765428B CN113765428B CN202111014011.1A CN202111014011A CN113765428B CN 113765428 B CN113765428 B CN 113765428B CN 202111014011 A CN202111014011 A CN 202111014011A CN 113765428 B CN113765428 B CN 113765428B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- current
- voltage
- positive
- negative sequence
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 33
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 title claims abstract description 31
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 title claims abstract description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 37
- 230000009471 action Effects 0.000 claims abstract description 8
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 13
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 5
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 3
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 claims description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 15
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 4
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 3
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 2
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 2
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000000750 progressive effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
- H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
- H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
- H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
- H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/81—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal arranged for operation in parallel
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明公开了一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法，变流器包括：逆变桥、三相LCL滤波器和控制电路；逆变桥包括直流母线支撑电容C1、C2和三个结构相同且相并联的桥臂；每个桥臂由6个开关管Sx1‑Sx6以及分别与开关管Sx1‑Sx6反并联的二极管组成，x＝a、b或c；控制电路分别与交流电网和逆变桥连接；控制电路根据实时检测的交流电网电压，对交流电网频率进行锁相跟踪，并计算产生变流器并网运行时所需的SPWM信号，控制相应开关管的开关动作；每个桥臂的输出端作为交流输出端xC，并通过三相LCL滤波器连接到交流电网上；三相LCL滤波器用于滤除由于开关动作引起的高次谐波电流。本发明能够实现平衡开关管的导通损耗，并控制结温平衡。
Description
技术领域
本发明涉及基于直流母线的多电平变流器技术领域，更具体的说是涉及一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法。
背景技术
变流器是连接直流母线和交流电网的枢纽，电能在直流与定频定压或调频调压交流电之间转换，实现四象限运行。与传统两电平逆变器相比，三电平逆变器具有开关损耗小和输出波形质量好等优点，在光伏发电和风力发电等分布式电压场合得到广泛应用。与无功发生器(SVG)相比，四象限ANPC型三电平变流器的有功和无功调节自由度更宽，适用范围更广，造价更低。与整流侧单位功率因数校正(PFC)相比，无需考虑电流断续情况，设计简单。
相较于传统NPC三电平变流器而言，有源中点钳位(Active Neutral-po int-clamped，以下简称ANPC)型三电平变流器拓扑具有更多的矢量状态，控制自由度更高；有更高的功率因数调控能力，适应更多工况；较易实现损耗平衡，有利于散热设计并提升系统容量。但传统ANPC调控存在诸多缺点，如内外管开关频率不一致，应力不一致，矢量调制带宽限制难以实现高次谐波解耦控制等诸多缺陷。
因此，如何提供一种ANPC型三电平变流器及其调控方法具有重要意义。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法，能够实现平衡开关管的导通损耗，并控制结温平衡。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种有源中点钳位型三电平变流器，包括：逆变桥、三相LCL滤波器和控制电路；
所述逆变桥包括直流母线支撑电容C1、C2和三个结构相同且相并联的桥臂；每个所述桥臂由6个开关管Sx1-Sx6以及分别与开关管Sx1-Sx6反并联的二极管组成，x＝a、b或c；开关管Sx1的输入端接直流母线的正极，输出端接Sx2、Sx5的输入端；Sx4的输出端接直流母线的负极，输入端接Sx3、Sx6的输出端；Sx5的输出端接Sx6的输入端，Sx2的输出端接Sx3的输入端；Sx5的输出端和Sx6的输入端均接直流母线中点O；直流母线支撑电容C1连接在直流母线的正极和中点O之间；直流母线支撑电容C2连接在直流母线的负极和中点O之间；
所述控制电路分别与交流电网和所述逆变桥连接；所述控制电路根据实时检测的交流电网电压，对交流电网频率进行锁相跟踪，并计算产生变流器并网运行时所需的SPWM信号，控制相应开关管的开关动作；
Sx2的输出端作为交流输出端xC，并通过所述三相LCL滤波器连接到交流电网上；所述三相LCL滤波器用于滤除由于开关动作引起的高次谐波电流。
优选的，在上述一种有源中点钳位型三电平变流器中，所述控制电路包括DSP主控制器、驱动电路和信号采样电路；所述信号采样电路每间隔预设时间周期对交流电网上的电压和电流信号进行采样；所述DSP主控制器根据采样信号判断交流电网电压是否处于正向过零点状态，并在交流电网电压正向过零点时，计算产生18路独立的SPWM脉冲传递至所述驱动电路；所述驱动电路根据18路独立的SPWM脉冲对应控制相应开关管的开关状态。
优选的，在上述一种有源中点钳位型三电平变流器中，直流母线支撑电容C1和C2的电容电压取值范围为：1.5Vdc/2～Vdc，其中，Vdc为直流母线电压；电容各次谐波电流产生的损耗之和P满足：P≤(0.6～0.8)Pc·max，其中，Pc·max表示谐波电流额定值Ic·max；电容容值C满足：其中，ΔVC.max/2表示直流母线DC侧允许的电压波动，Ih表示电容谐波电流，h表示谐波阶次，fh表示谐波频率。
优选的，在上述一种有源中点钳位型三电平变流器中，所述三相LCL滤波器包括滤波电容C和滤波电感L；滤波电感L满足瞬态电流跟踪以及满足抑制谐波电流的要求，并使电流变化率的最大值不超过电流的跟踪速度，其取值范围为：
其中，XL表示为满足瞬态电流跟踪以及满足抑制谐波电流的要求下的电感取值，j＝a、b、c，表示相位，Udc表示直流母线电压；
滤波电容C满足：吸收的无功功率不能大于系统额定有功功率功率的5％，且三相LCL滤波器的谐振频率大于基波频率的10倍，小于开关频率的1/10，滤波电容C的取值范围为：
本发明还提供一种有源中点钳位型三电平变流器的调控方法，其适用于所述的有源中点钳位型三电平变流器，其特征在于，包括以下步骤：
按照预设时间间隔对交流电网电压和电流信号进行采样；
对交流电网电压和电流的瞬时值进行正负序分解，得到正负序旋转坐标系dq轴下的正负序电压分量和正负序电流分量；
采用park变换，基于正负序旋转坐标系下的双电流解耦调控方法，在正序旋转坐标系中对得到的正负序电流分量进行单独解耦控制，并在负序旋转坐标系中对得到的正负序电流分量进行单独解耦控制；
将双电流解耦控制下得到的正负序电流控制量经PI调节后与正负序电压分量结合，得到电压控制量；
采用park变换，将dq轴下的电压控制量变换到αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的参考电压；
将αβ坐标系下的参考电压进行park反变换，得到abc坐标系下的电压；
将abc坐标系下的电压进行同相载波调制后产生SPWM脉冲，利用SPWM脉冲控制变流器中相应开关管的开关状态。
优选的，在上述一种有源中点钳位型三电平变流器的调控方法中，基于正负序旋转坐标系下的双电流解耦调控方法用于实现对变流器输出的有功功率和无功功率进行解耦控制，消除不平衡交流电网电压产生的直流二次谐波分量，其中对变流器输出的有功功率和无功功率进行解耦控制的过程如下：
根据正负序旋转坐标系dq轴下的正负序电压分量和正负序电流分量，计算变流器输出的有功功率和无功功率；计算公式如下：
其中，为dq轴下的电压正序分量，/>为dq轴下的电压负序分量；为dq轴下的电流正序分量，/>为dq轴下的电流负序分量；Q0为无功功率的平均值；P0为有功功率的平均值；Pc2为二次有功功率余弦的谐波峰值；Ps2为二次有功功率正弦的谐波峰值；Qc2为二次无功功率余弦谐波峰值；Qs2为二次无功功率正弦谐波峰值，P(t)为网侧瞬时有功功率，Q(t)为网侧瞬时无功功率；
根据变流器输出的有功功率和无功功率计算变流器在交流电网处于不平衡状态时的网侧视在功率，表达式如下：
S＝P(t)+jQ(t)；j表示无功功率分量系数；
令Pc2＝Ps2＝0，使直流电压的二次谐波分量为0；令Q0＝0，使变流器运行在单位功率因数，利用下式将给定功率参考值输出为正负序电流给定：
上式表示给定功率参考值与给定正负序电压电流之间的关系，其中，/>表示零序有功；/>表示零序无功；/>表示二次有功功率余弦的谐波峰值给定；/>表示二次有功功率正弦的谐波峰值给定；/>表示d轴正序电势分量；/>表示q轴正序电势分量；/>表示d轴负序电势分量；/>表示q轴负序电势分量；/>表示d轴正序电流给定；表示q轴正序电流给定；/>表示d轴负序电流给定；/>表示q轴负序电流给定。
优选的，在上述一种有源中点钳位型三电平变流器的调控方法中，还包括：
根据abc坐标系下的电压矢量在变流器四象限中的运行状态，确定变流器所处的工作模式；
当电压矢量V端点在圆轨迹上运动时，电流矢量I比电动势矢量E滞后90°，变流器运行于整流状态，此时，变流器从交流电网吸收有功及感性无功功率；
当电压矢量V端点在圆轨迹上运动时，电流矢量I与电动势矢量E平行且同向，变流器运行于整流状态，此时，变流器从交流电网吸收有功及容性无功功率；
当电压矢量V端点在圆轨迹上运动时，电流矢量I比电动势矢量E超前90°，变流器运行于有源逆变状态，此时变流器从交流电网传输有功及容性无功功率；
当电压矢量V端点在圆轨迹上运动时，电流矢量I与电动势矢量E平行且反向，变流器运行于有源逆变状态，此时变流器从交流电网传输有功及感性无功功率。
优选的，在上述一种有源中点钳位型三电平变流器的调控方法中，还包括：
在abc坐标系下的电压处于正半周期时，定义每个桥臂中三个开关管处于导通状态，处于负半周期时，定义每个桥臂中其余三个开关管处于导通状态，并根据所定义的各开关管的开关状态确定电压处于正半周期或负半周期时所产生的SPWM脉冲大小，在该SPWM脉冲下，控制相应开关管的导通或截止。
经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明公开提供了一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法，具有以下有益效果：
1、在每T周期内，本调控方法能使变流器中的内管Sx2、Sx3脉冲波形对称，外管Sx1、Sx4脉冲波形对称，开关管Sx5、Sx6脉冲波形对称，有利于平衡开关管的导通损耗，控制结温平衡。
2、在每T/2周期内，本发明调控方法能够使三个开关管在载波频率下开关动作，实现开关管的开断损耗平衡，使每相的六个开关管的平均开断损耗相同。
3、在非理想电网条件下，本发明能实现正、负序有功、无功解耦独立运行，中性线电流可控，且并网波形理想。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1附图为本发明提供的有源中点钳位型三电平变流器的结构示意图；
图2附图为传统的变流器的控制框图；
图3为本发明提供的有源中点钳位型三电平变流器的正负序旋转坐标系下的双电流解耦调控框图；
图4附图为本发明提供的有源中点钳位型三电平变流器交流侧稳态矢量关系图；
图5附图为本发明提供的有源中点钳位型三电平变流器的调控过程中脉冲生成示意图；
图6附图为本发明提供的并网系统的运行结果图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明实施例公开了一种有源中点钳位型三电平变流器，包括：逆变桥、三相LCL滤波器和控制电路；
所述逆变桥包括直流母线支撑电容C1、C2和三个结构相同且相并联的桥臂；每个所述桥臂由6个开关管Sx1-Sx6以及分别与开关管Sx1-Sx6反并联的二极管组成，x＝a、b或c；以a相为例，开关管Sa1的输入端接直流母线的正极，输出端接Sa2、Sa5的输入端；Sa4的输出端接直流母线的负极，输入端接Sa3、Sa6的输出端；Sa5的输出端接Sa6的输入端，Sa2的输出端接Sa3的输入端；Sa5的输出端和Sa6的输入端均接直流母线中点O；直流母线支撑电容C1连接在直流母线的正极和中点O之间；直流母线支撑电容C2连接在直流母线的负极和中点O之间；Sa2的输出端作为交流输出端xC，并通过所述三相LCL滤波器连接到交流电网上；b相桥臂和c相桥臂的连接方式与a相相同。
所述控制电路分别与交流电网和所述逆变桥连接；所述控制电路根据实时检测的交流电网电压，对交流电网频率进行锁相跟踪，并计算产生变流器并网运行时所需的SPWM信号，控制相应开关管的开关动作；
所述三相LCL滤波器用于滤除由于开关动作引起的高次谐波电流。
具体的，所述控制电路包括DSP主控制器、驱动电路和信号采样电路；所述信号采样电路每间隔预设时间周期对交流电网上的电压和电流信号进行采样；本实施例的采样间隔为50us，所述DSP主控制器根据采样信号判断交流电网电压是否处于正向过零点状态，并在交流电网电压正向过零点时，计算产生18路20kKz独立的SPWM脉冲传递至所述驱动电路；所述驱动电路根据18路独立的SPWM脉冲对应控制相应开关管的开关状态。当检测到电网电压正向过零点时，DSP主控制器检测并网点的电压、幅值、相位信息符合并网准则，并依次将ABC相的并网开关管导通。
在一个具体实施例中，直流母线支撑电容C1和C2的选取主要由三方面决定：
1、电容电压。由直流母线电压决定，考虑一定安全裕量，一般取(1.5～2)Vdc/2；
2、电容发热。由电容谐波电流决定，用谐波电流(有效值)额定值Ic·max来表示电容的最大损耗Pc·max。电容各次谐波电流产生的损耗之和应当小于电容的最大损耗，一般取：
P≤(0.6～0.8)Pc·max。
3、电容容值：由DC侧允许的电压波动ΔVC.max/2和电容谐波电流决定。综合考虑，电容容值的范围由下式确定：
上式中，h表示谐波阶次，fh表示谐波频率。
在另一个具体实施例中，三相LCL滤波器包括滤波电容C和滤波电感L；其中，滤波电感的设计考虑应满足瞬态电流跟踪以及满足抑制谐波电流的要求。为了抑制不平衡的电网电压下产生的谐波电流，电感的设计原则为：
式中，i为对应电流的THD,k代表电压阶次。
为了使电流变化率的最大值不超过电流的跟踪速度，交流侧电感的上限取值为：
结合式上式，采用不平衡电网电压下的不平衡控制策略时，滤波电感的大小需要满足：
LCL型并网逆变器要求滤波电容吸收的无功功率不能大于系统额定有功功率功率的5％。即：
同时，为了降低LCL滤波器的谐振尖峰对电路的影响，LCL的谐振频率应该大于基波频率的10倍，小于开关频率的1/10，即10f1<fres<fsw/10，其中谐振频率fres为：
解得：
结合式上式，可确定滤波电容C的取值范围为：
式中，L1和L2为滤波电感，fres为谐振频率，Pn为额定功率，un为额定电压。
交流器传统的控制过程如图2所示，具体表现在：采集电网侧三相电压、电流值，进行AD转换模块。网侧电流由三相静止坐标系变为两相静止坐标系(Clack变换)，如式(1)所示；三相静止坐标系转换为两相静止坐标系的转换矩阵Tc如式(2)所示；再由两相静止坐标系变为dq同步选择坐标系(Park变换)，如式(3)所示，其中Tp是其对应的变换矩阵，具体参数如式(4)所示；经过解耦，并与给定电流参考值比较后，所产生的差值通过PI控制器来实现对并网电流的控制，在经过Park反变换后，得到用于载波调制的参考电压信号，通过同相载波调制后生产PWM信号，经驱动电路控制IGBT的开通或关断，由开关状态确定IGBT的PWM信号。
Xβα＝TcXabc (1)；
Xqd＝TpXβα (3)；
而在不平衡的电网中，将会产生负序和零序电压分量，在不平衡电路的分析中，常采用对称分量法，即任意一组不对称的三相电压或电流，都可以表示成正序、负序、零序分量之和。基于此，本发明实施例还公开一种有源中点钳位型三电平变流器的调控方法，采用基于正，负序旋转坐标系下的双电流控制，在电流控制中采用正负序旋转坐标系单独控制同时进行，消除不平衡电网电压产生的直流电压二次谐波，实现对逆变器输出有功功率和无功功率解耦控制。
具体的，如图3所示，本发明有源中点钳位型三电平变流器的调控方法，包括以下步骤：
按照预设时间间隔对交流电网电压和电流信号进行采样；
对交流电网电压和电流的瞬时值进行正负序分解，得到正负序旋转坐标系dq轴下的正负序电压分量和正负序电流分量；
采用park变换，基于正负序旋转坐标系下的双电流解耦调控方法，在正序旋转坐标系中对得到的正负序电流分量进行单独解耦控制，并在负序旋转坐标系中对得到的正负序电流分量进行单独解耦控制；
将双电流解耦控制下得到的正负序电流控制量经PI调节后与正负序电压分量结合，得到电压控制量；
采用park变换，将dq轴下的电压控制量变换到αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的参考电压；
将αβ坐标系下的参考电压进行park反变换，得到abc坐标系下的电压；
将abc坐标系下的电压进行同相载波调制后产生SPWM脉冲，利用SPWM脉冲控制变流器中相应开关管的开关状态。
其中，当电网电压不平衡的情况下，网侧瞬时有功功率，无功功率因为存在负序电压分量，所以都含有二次谐波分量，这也就导致直流输出电压中也含有二次谐波分量。
为了消除不平衡电网电压产生的直流电压二次谐波，实现对变流器输出有功功率和无功功率解耦控制，本发明采用基于正，负序旋转坐标系下的双电流控制，在电流控制中采用正负序旋转坐标系单独控制同时进行。
由于不平衡电网中的有功功率与有功功率的平均值、二次有功功率余弦的谐波峰值、二次有功功率正弦的谐波峰值有关；无功功率与无功功率的平均值、二次无功功率余弦的谐波峰值、二次无功功率正弦的谐波峰值有关，现对不平衡电网的有功和无功功率与正负序电压和电流的逻辑关系进行如下具体描述。
有源中点钳位型三电平变流器在电网处不平衡状态时网侧的视在功率S为：
j表示无功功率分量系数。
式中：
其中，为dq轴下的电压正序分量，/>为dq轴下的电压负序分量；为dq轴下的电流正序分量，/>为dq轴下的电流负序分量；Q0为无功功率的平均值；P0为有功功率的平均值；Pc2为二次有功功率余弦的谐波峰值；Ps2为二次有功功率正弦的谐波峰值；Qc2为二次无功功率余弦谐波峰值；Qs2为二次无功功率正弦谐波峰值，P(t)为网侧瞬时有功功率，Q(t)为网侧瞬时无功功率。
其中，
式中：和/>为dq轴下的电压正序和负序分量；/>和/>为dq轴下的电流正序和负序分量。通过上式可以得出不同要求的电流控制指令，在正序旋转坐标系中对得到的正负序电流指令单独进行控制，同时在负序旋转坐标系中也对得到的正负序电流指令单独进行控制，然后就得到了正负序双电流控制。
为了让直流电压的二次谐波分量为0，使网侧的二次有功功率分量为0，即Pc2＝Ps2＝0；另外，只有控制瞬时无功功率分量，使Q0＝0，才能使变流器运行在单位功率因数，设给定功率参考值为利用下式将给定功率参考值输出为正负序电流给定：
上式表示给定功率参考值与给定正负序电压电流之间的关系，其中，表示零序有功；/>表示零序无功；/>表示二次有功功率余弦的谐波峰值给定；/>表示二次有功功率正弦的谐波峰值给定；/>表示d轴正序电势分量；/>表示q轴正序电势分量；/>表示d轴负序电势分量；/>表示q轴负序电势分量；/>表示d轴正序电流给定；/>表示q轴正序电流给定；/>表示d轴负序电流给定；/>表示q轴负序电流给定。
在其他实施例中，如图4所示，考虑到变流器既可以运行在整流模式也可以工作在逆变模式，需要分析ANPC四象限运行状态。图4为ANPC变流器交流测稳态矢量关系图。通过控制交流电压矢量V即可实现ANPC变流器四象限运行状态。具体地，若假设交流侧电流矢量|I|不变，因此交流侧电感电压矢量|VL|＝ωL|I|也固定不变，在这种情况下，ANPC变流器交流电压矢量V端点运行轨迹构成以|VL|为半径的圆。
如图4(a)所示，当矢量V端点位于圆轨迹A点时，电流矢量I比电动势矢量E滞后90°，此时ANPC网侧呈现纯电感特性。
如图4(b)所示，当矢量V端点位于圆轨迹B点时，电流矢量I与电动势矢量E平行且同向，此时ANPC网侧呈现正电阻特性。
如图4(c)所示，当矢量V端点位于圆轨迹C点时，电流矢量I比电动势矢量E超前90°，此时ANPC网侧呈现纯电容特性。
如图4(b)所示，当矢量V端点位于圆轨迹B点时，电流矢量I与电动势矢量E平行且反向，此时ANPC网侧呈现负电阻特性。
即：当电压矢量V端点在圆轨迹上运动时，ANPC变流器运行于整流状态，此时ANPC变流器从电网吸收有功及感性无功功率。当电压矢量V端点在圆轨迹/>上运动时，ANPC变流器运行于整流状态，此时ANPC变流器从电网吸收有功及容性无功功率。当电压矢量V端点在圆轨迹/>上运动时，ANPC变流器运行于有源逆变状态，此时ANPC变流器从电网传输有功及容性无功功率。当电压矢量V端点在圆轨迹/>上运动时，ANPC变流器运行于有源逆变状态，此时ANPC变流器从电网传输有功及感性无功功率。
在其他实施例中，为了实现开关管的开断损耗平衡，使每相桥臂的六个开关管的平均开断损耗相同，本发明对每相桥臂的开关状态进行如下控制：
在abc坐标系下的电压处于正半周期时，定义每个桥臂中三个开关管处于导通状态，处于负半周期时，定义每个桥臂中其余三个开关管处于导通状态，并根据所定义的各开关管的开关状态确定电压处于正半周期或负半周期时所产生的SPWM脉冲大小，在该SPWM脉冲下，控制相应开关管的导通或截止。
在一个具体实施例中，选择直流侧电容的中点O为参考点，以A相桥臂为例，当功率器件Sa1、Sa2和Sa6导通时，A相桥臂输出端对中点O的电压uAO＝Udc/2(其中Udc为直流母线电压)，定义此状态为P；当功率器件Sa2、Sa3、Sa5或Sa6导通时，uAO＝0，当功率器件Sa3、Sa4和Sa5导通时，uAO＝-Udc/2，定义此状态为N，开关序列和状态及输出电压如表1所示：
表1
图5为本发明SPWM脉冲生成示意图，在参考电压uref(即电网电压、电流经正负序独立解耦控制后，得到的abc坐标系下的电压)为正半周期时，当uref>vc1(三角载波电压)时桥臂输出P状态，当uref<vc1时桥臂输出O状态，此时Sa1、Sa3、Sa5按照载波频率开关动作；在参考电压uref为负半周期时，当uref>vc1时桥臂输出N状态，当uref<vc1时桥臂输出O状态，此时Sa2、Sa4、Sa6按照载波频率开关动作。
图6为本发明提供的并网系统的运行结果图，各开关频次均等，并网电压和电流谐波较低，能够实现四象限稳定运行，表明本发明控制方法的有效性。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (6)
1.一种有源中点钳位型三电平变流器，其特征在于，包括：逆变桥、三相LCL滤波器和控制电路；
所述逆变桥包括直流母线支撑电容C1、C2和三个结构相同且相并联的桥臂；每个所述桥臂由6个开关管Sx1-Sx6以及分别与开关管Sx1-Sx6反并联的二极管组成，x＝a、b或c；开关管Sx1的输入端接直流母线的正极，输出端接Sx2、Sx5的输入端；Sx4的输出端接直流母线的负极，输入端接Sx3、Sx6的输出端；Sx5的输出端接Sx6的输入端，Sx2的输出端接Sx3的输入端；Sx5的输出端和Sx6的输入端均接直流母线中点O；直流母线支撑电容C1连接在直流母线的正极和中点O之间；直流母线支撑电容C2连接在直流母线的负极和中点O之间；
所述控制电路分别与交流电网和所述逆变桥连接；所述控制电路根据实时检测的交流电网电压，对交流电网频率进行锁相跟踪，并计算产生变流器并网运行时所需的SPWM信号，控制相应开关管的开关动作；
Sx2的输出端作为交流输出端xC，并通过所述三相LCL滤波器连接到交流电网上；所述三相LCL滤波器用于滤除由于开关动作引起的高次谐波电流；
所述有源中点钳位型三电平变流器的调控方法，包括以下步骤：
按照预设时间间隔对交流电网电压和电流信号进行采样；
对交流电网电压和电流的瞬时值进行正负序分解，得到正负序旋转坐标系dq轴下的正负序电压分量和正负序电流分量；
采用park变换，基于正负序旋转坐标系下的双电流解耦调控方法，在正序旋转坐标系中对得到的正负序电流分量进行单独解耦控制，并在负序旋转坐标系中对得到的正负序电流分量进行单独解耦控制；
将双电流解耦控制下得到的正负序电流控制量经PI调节后与正负序电压分量结合，得到电压控制量；
采用park变换，将dq轴下的电压控制量变换到αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的参考电压；
将αβ坐标系下的参考电压进行park反变换，得到abc坐标系下的电压；
将abc坐标系下的电压进行同相载波调制后产生SPWM脉冲，利用SPWM脉冲控制变流器中相应开关管的开关状态。
2.根据权利要求1所述的一种有源中点钳位型三电平变流器，其特征在于，所述控制电路包括DSP主控制器、驱动电路和信号采样电路；所述信号采样电路每间隔预设时间周期对交流电网上的电压和电流信号进行采样；所述DSP主控制器根据采样信号判断交流电网电压是否处于正向过零点状态，并在交流电网电压正向过零点时，计算产生18路独立的SPWM脉冲传递至所述驱动电路；所述驱动电路根据18路独立的SPWM脉冲对应控制相应开关管的开关状态。
3.根据权利要求1所述的一种有源中点钳位型三电平变流器，其特征在于，直流母线支撑电容C1和C2的电容电压取值范围为：1.5Vdc/2～Vdc，其中，Vdc为直流母线电压；电容各次谐波电流产生的损耗之和P满足：P≤(0.6～0.8)Pc·max，其中，Pc·max表示谐波电流额定值Ic·max；电容容值C满足：其中，ΔVC.max/2表示直流母线DC侧允许的电压波动，Ih表示电容谐波电流，h表示谐波阶次，fh表示谐波频率。
4.根据权利要求1所述的一种有源中点钳位型三电平变流器，其特征在于，所述三相LCL滤波器包括滤波电容C和滤波电感L；滤波电感L满足瞬态电流跟踪以及满足抑制谐波电流的要求，并使电流变化率的最大值不超过电流的跟踪速度，其取值范围为：
其中，XL表示为满足瞬态电流跟踪以及满足抑制谐波电流的要求下的电感取值，j＝a、b、c，表示相位，Udc表示直流母线电压；
滤波电容C满足：吸收的无功功率不能大于系统额定有功功率功率的5％，且三相LCL滤波器的谐振频率大于基波频率的10倍，小于开关频率的1/10，滤波电容C的取值范围为：
5.根据权利要求1所述的一种有源中点钳位型三电平变流器，其特征在于，基于正负序旋转坐标系下的双电流解耦调控方法用于实现对变流器输出的有功功率和无功功率进行解耦控制，消除不平衡交流电网电压产生的直流二次谐波分量，其中对变流器输出的有功功率和无功功率进行解耦控制的过程如下：
根据正负序旋转坐标系dq轴下的正负序电压分量和正负序电流分量，计算变流器输出的有功功率和无功功率；计算公式如下：
其中，为dq轴下的电压正序分量，/>为dq轴下的电压负序分量；/>为dq轴下的电流正序分量，/>为dq轴下的电流负序分量；Q0为无功功率的平均值；P0为有功功率的平均值；Pc2为二次有功功率余弦的谐波峰值；Ps2为二次有功功率正弦的谐波峰值；Qc2为二次无功功率余弦谐波峰值；Qs2为二次无功功率正弦谐波峰值，P(t)为网侧瞬时有功功率，Q(t)为网侧瞬时无功功率；
根据变流器输出的有功功率和无功功率计算变流器在交流电网处于不平衡状态时的网侧视在功率，表达式如下：
S＝P(t)+jQ(t)＝；j表示无功功率分量系数；
令Pc2＝Ps2＝0，使直流电压的二次谐波分量为0；令Q0＝0，使变流器运行在单位功率因数；利用下式将给定功率参考值输出为正负序电流给定：
上式表示给定功率参考值与给定正负序电压电流之间的关系，其中，P0 *表示零序有功；/>表示零序无功；/>表示二次有功功率余弦的谐波峰值给定；/>表示二次有功功率正弦的谐波峰值给定；/>表示d轴正序电势分量；/>表示q轴正序电势分量；Ed N表示d轴负序电势分量；/>表示q轴负序电势分量；/>表示d轴正序电流给定；/>表示q轴正序电流给定；/>表示d轴负序电流给定；/>表示q轴负序电流给定。
6.根据权利要求1所述的一种有源中点钳位型三电平变流器，其特征在于，还包括：
在abc坐标系下的电压处于正半周期时，定义每个桥臂中三个开关管处于导通状态，处于负半周期时，定义每个桥臂中其余三个开关管处于导通状态，并根据所定义的各开关管的开关状态确定电压处于正半周期或负半周期时所产生的SPWM脉冲大小，在该SPWM脉冲下，控制相应开关管的导通或截止。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111014011.1A CN113765428B (zh) | 2021-08-31 | 2021-08-31 | 一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111014011.1A CN113765428B (zh) | 2021-08-31 | 2021-08-31 | 一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN113765428A CN113765428A (zh) | 2021-12-07 |
| CN113765428B true CN113765428B (zh) | 2023-09-05 |
Family
ID=78792175
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202111014011.1A Active CN113765428B (zh) | 2021-08-31 | 2021-08-31 | 一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN113765428B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113949259B (zh) * | 2021-12-21 | 2022-03-01 | 浙江日风电气股份有限公司 | 一种npc三电平关机控制方法、装置及系统 |
| CN117895814A (zh) * | 2024-01-24 | 2024-04-16 | 江苏科曜能源科技有限公司 | 一种单相三线制逆变器拓扑电路及其控制方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104660081A (zh) * | 2015-01-26 | 2015-05-27 | 中国矿业大学 | 一种有源钳位双三电平变频器及其损耗平衡调制算法 |
| CN109980973A (zh) * | 2019-04-03 | 2019-07-05 | 山东大学 | 并联有源箝位三电平svg系统及其控制方法 |
| CN110212801A (zh) * | 2019-07-04 | 2019-09-06 | 烟台大学 | 一种anpc三电平逆变器及其模型预测控制方法 |
| CN112636622A (zh) * | 2020-12-16 | 2021-04-09 | 河海大学 | 中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路 |
-
2021
- 2021-08-31 CN CN202111014011.1A patent/CN113765428B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104660081A (zh) * | 2015-01-26 | 2015-05-27 | 中国矿业大学 | 一种有源钳位双三电平变频器及其损耗平衡调制算法 |
| CN109980973A (zh) * | 2019-04-03 | 2019-07-05 | 山东大学 | 并联有源箝位三电平svg系统及其控制方法 |
| CN110212801A (zh) * | 2019-07-04 | 2019-09-06 | 烟台大学 | 一种anpc三电平逆变器及其模型预测控制方法 |
| CN112636622A (zh) * | 2020-12-16 | 2021-04-09 | 河海大学 | 中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| "ANPC三电平有源电力滤波器研究";潘延林;《中国优秀硕士论文全文数据库 信息科技辑》;正文第4、11-12、28页 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN113765428A (zh) | 2021-12-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| TWI530082B (zh) | 可允許電感值變化之三相模組化多階換流器電流控制方法 | |
| CN113765428B (zh) | 一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法 | |
| CN109639160B (zh) | 基于软开关技术的新型单向三相三电平整流器 | |
| CN106208737B (zh) | 基于三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法 | |
| CN115250074B (zh) | 具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器及控制方法 | |
| CN112290567B (zh) | 一种基于半桥变换器的三相电能质量补偿装置及方法 | |
| Liu et al. | Improved harmonic profile for high-power PWM current-source converters with modified space-vector modulation schemes | |
| CN113629763A (zh) | 非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制方法及系统 | |
| Qamar et al. | Control and performance of 240-clamped space vector PWM in three-phase grid-connected photovoltaic converters under adverse grid conditions | |
| Marinus et al. | A bridgeless controlled rectifier for single split-phase systems | |
| Waware et al. | A review of multilevel inverter based active power filter | |
| Haider et al. | Novel single-phase buck+ boost pfc rectifier with integrated series power pulsation buffer | |
| Ramalho et al. | New family of two-to-three-phase AC–AC indirect matrix converters with open-end rectifier stage | |
| Bi et al. | An improved combined current control for single-phase operation mode of single-/three-phase EV charging system with voltage ripple suppression | |
| CN116683778A (zh) | 一种单相交-直-交变换器及其综合协调控制方法 | |
| Zhang et al. | A novel modulation method to suppress the current zero-crossing distortion for Vienna rectifier with different control methods under unbalanced grid | |
| Kolluri et al. | Spatial repetitive controller for minimizing circulating harmonic currents in modular multilevel converters for variable frequency applications | |
| Xiong et al. | Algebraic modulation scheme for current source converter | |
| Liao et al. | A Dual-DC-Port Rectifier With Active Power Ripple Suppression Under Unbalanced Grid Conditions | |
| CN113541522B (zh) | 一种实现三相逆变器四象限运行全范围软开关的控制方法 | |
| CN111555254B (zh) | 一种基于pwm整流电路的直流充电桩谐波补偿控制方法 | |
| Yan et al. | SVPWM algorithm for MMC based AC to DC converter | |
| Guo et al. | A new current ripple suppression strategy for DC link inductance of three-phase current source converter | |
| Ning et al. | A novel modulation strategy of three level npc converter | |
| CN118041105B (zh) | 混合钳位四电平npc型逆变器及其电容电压平衡方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |