CN118041105B - 混合钳位四电平npc型逆变器及其电容电压平衡方法 - Google Patents

Abstract

一种混合钳位四电平NPC型逆变器及其电容电压平衡方法，所述逆变器包括：两个外部电容C₁、C₃，一个内部电容C₂，一个半桥模块以及三个NPC型桥臂，其中，C₁、C₂、C₃依次串联连接；所述半桥模块跨接在所述内部电容两端；每个所述NPC型桥臂的第一端连接电容C₁的正极，第二端连接电容C₃的负极，第三端连接所述半桥模块的中点。电容电压平衡方法包括：采用虚拟三电平，以消除操作期间流过钳位点的中性电流；使用动态计算的倍增因子和占空比扰动，以在线调整电压矢量的占空比。本发明的优点在于：通过拓扑改进相较传统模型能够降低输出电压及电流总谐波失真。所应用的新型电容电压平衡算法能有效降低传统算法复杂度，促进中点电位平衡。

Description

混合钳位四电平NPC型逆变器及其电容电压平衡方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种混合钳位四电平NPC型逆变器及其电容电压平衡方法。

背景技术

逆变器作为直流发电机与电网（负载）直接连接的设备，在整个电力系统中起着至关重要的作用。随着工业的发展，市场对逆变器提出了更高的要求，如：提高输入直流母线电压等级以做大逆变器额定功率、提高输出端电压及电流的质量、降低逆变器整体开关损耗等一系列需求。此时，两电平逆变器已很难满足上述一系列高要求，正是在这样的背景下，催生了对多电平逆变器的研究。多电平逆变器相较于两电平逆变器有以下优势：①功率器件的数量有所增加，故多电平逆变器可使用额定值的较低开关管获得更高的电压；②输出电压电平数增加使电压和电流的总谐波失真（THD）大幅降低，提升逆变器整体效率；③同时还可以降低控制时的开关频率。

传统的三电平逆变器的输出电压和电流的总谐波失真仍有待降低，而五电平逆变器的控制策略又过于复杂。同时为了平衡中点电位，传统策略会外部平衡电路或复杂的算法，影响逆变器整体运行效率与响应速度。

发明内容

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

本发明在传统的三电平NPC型逆变器基础上通过增加一个电容及一个半桥模块来组成一个全新的混合钳位四电平NPC型逆变器。所应用的新型电容电压平衡算法采用虚拟三电平来消除操作期间流过钳位点的中性电流，使用动态计算的倍增因子和占空比扰动来在线调整电压矢量的占空比。

根据本发明的一个方面，提供了一种混合钳位四电平NPC型逆变器，包括：

两个外部电容C₁、C₃一个内部电容C₂，一个半桥模块以及三个NPC型桥臂，其中，C₁、C₂、C₃依次串联连接；所述半桥模块跨接在所述内部电容两端；每个所述NPC型桥臂的第一端连接电容C₁的正极，第二端连接电容C₃负极，第三端连接所述半桥模块的中点。

进一步地，所述半桥模块包括两个串联的开关管。

进一步地，每个所述NPC型桥臂包括四个串联的开关管以及两个二极管。

进一步地，所述两个二极管中，第一个二极管的正极连接所述半桥模块的中点，负极连接第一连接点，所述第一连接点为所述四个串联的开关管中的第一个开关管和第二个开关管的连接点；第二个二极管的负极连接所述半桥模块的中点，正极连接第二连接点，所述第二连接点为所述四个串联的开关管中的第三个开关管和第四个开关管的连接点。

根据本发明的另一个方面，还提供了一种根据所述混合钳位四电平NPC型逆变器的电容电压平衡方法，包括：

采用虚拟三电平，消除操作期间流过钳位点的中性电流；

使用动态计算的倍增因子和占空比扰动，在线调整电压矢量的占空比。

进一步地，所述采用虚拟三电平，消除操作期间流过钳位点的中性电流，包括：

在所述混合钳位四电平NPC型逆变器的空间矢量图中，为每个扇区创建5个虚拟矢量，所述虚拟矢量是通过在相同的持续时间内使用两个相邻的实际矢量来生成的；

将所述混合钳位四电平NPC型逆变器的空间矢量图转换为等效三电平矢量图。

进一步地，通过闭环控制得到所述倍增因子。

进一步地，所述使用动态计算的倍增因子和占空比扰动，在线调整电压矢量的占空比，包括：

通过闭环比例积分调节器找出占空比扰动，调整虚拟矢量实际开关状态的占空比。

本发明的优点在于：通过拓扑改进相较传统模型能够降低输出电压及电流总谐波失真。所应用的新型电容电压平衡算法能有效降低传统算法复杂度，促进中点电位平衡。

与采用电容器电压平衡功能的其他方法（例如常用于三电平T型逆变器的虚拟矢量脉宽调制技术）相比，采用新型电容电压平衡算法的混合钳位四电平NPC型逆变器能表现出更低的THD。与传统的三电平T型逆变器相比，新型拓扑在较高开关频率下也更加高效。与采用空间矢量脉宽调制技术的四电平多点钳位型逆变器相比，该拓扑不需要任何外部平衡电路来平衡直流母线电容电压，因此可以提高整体效率。并且相较于传统的中点钳位型逆变器，该电路拓扑只需要添加一个常见的半桥模块，经济且便捷。

附图说明

过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1示出了根据本发明实施方式的新型混合钳位四电平NPC型逆变器的电路拓扑图。

图2示出了根据本发明实施方式的混合钳位四电平NPC型逆变器的新空间矢量图。

图3示出了当S₁=0，S₂=1时混合钳位四电平NPC型逆变器的等效电路图及其在扇区Ⅰ、Ⅱ的空间矢量表图。

图4示出了当S₁=1，S₂=0时混合钳位四电平NPC型逆变器的等效电路图及其在扇区Ⅰ、Ⅱ的空间矢量表图。

图5示出了空间矢量图转换为等效三电平的空间矢量图。

图6示出了参考电压在扇区Ⅰ的子扇区3中时所有主开关的开关序列和相应开关信号示意图。

图7示出了评估虚拟矢量的实际开关状态所需的占空比扰动流程示意图。

图8示出了开关序列中针对普通半桥开关信号S ₁ 的占空比扰动Δd示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施方式。虽然附图中显示了本公开的示例性实施方式，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施方式所限制。相反，提供这些实施方式是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

多电平逆变器：一般的逆变器采用等幅脉冲宽度调制的方法，即对应正弦波幅值大的部分脉冲宽度宽一些，幅值小的部分脉冲宽度窄一些。多电平逆变器根据正弦波的幅值大小采用阶梯波形去逼近正弦波，阶梯越多，越逼近正弦波。

NPC型拓扑：即中点钳位型电路拓扑。

总谐波失真（THD）：总谐波失真表明功放工作时，由于电路不可避免的振荡或其他谐振产生的二次，三次谐波与实际输入信号叠加，在输出端输出的信号就不单纯是与输入信号完全相同的成分，而是包括了谐波成分的信号，这些多余出来的谐波成分与实际输入信号的对比，用百分比来表示就称为总谐波失真。

中点电位平衡：在逆变器中，因为有着不平衡的直流侧中点电位，会使开关器件承受电压不同，严重时会损坏设备，此外，在这个过程中也会出现谐波，逆变器输出性能就会受到影响，所以需要控制直流侧中点电位平衡。

近年来对于多电平逆变器的研究主要还集中在三电平与五电平中，因此本发明中的新型四电平NPC型逆变器可以有效填补其中的空缺。与三电平NPC逆变器相比，所发明的新型逆变器拓扑可在仅加两个有源开关的情况下多提供一个电压电平，使得输出电流谐波含量更小，此外，相比于五电平逆变器，所需开关元件更少，降低了控制的复杂性。

本发明所提出的新型四电平NPC型逆变器中三个直流母线电容器的电压平衡是通过采用虚拟三电平来消除操作期间流过钳位点的中性电流来实现的。因此，不需要任何额外的电路来平衡电容器电压，而是使用动态计算的倍增因子和占空比扰动来在线调整电压矢量的占空比。

本发明使用的新型混合钳位四电平NPC型逆变器如图1所示。

该逆变器拓扑结构包含两个外部电容C₁、C₃，一个内部电容C₂，一个半桥模块以及三个NPC型桥臂，其中，，代表桥臂，，的四个开关。以桥臂A为例，当开关，导通，开关，关断，此时无论开关S₁导通还是关断，极电压电平为，输出状态为3。当开关，导通，开关，关断，此时若开关S₁导通而S₂关断，极电压电平为，输出状态为2。当开关，导通，开关，关断，此时若开关S₁关断而S₂导通，极电压电平为，输出状态为1。当开关，导通，开关，关断，此时无论开关S₁导通还是关断，极电压电平为0，输出状态为0。新型混合钳位四电平NPC型逆变器的输出状态如表1所示。

表1 新型混合钳位四电平NPC型逆变器的输出状态

表1列出了“a相”可能的开关组合和相应的输出电压电平，其中电压电平是相对于底部直流母线指示的。传统的四电平多点钳位型逆变器和混合钳位四电平NPC型逆变器之间的根本区别在于，不能使用普通半桥和三电平逆变器中的开关状态组合在不同相位产生的电压电平。本发明所提出的混合钳位四电平NPC型逆变器的新空间矢量图如图2所示。与传统的四电平多点钳位型逆变器相比，所提出的混合钳位四电平NPC型逆变器中，64个开关状态中只能实现其中46个。也就是说，以扇区I为例，开关状态 321、210、211和221不存在于新空间矢量图中。

根据混合钳位四电平NPC型逆变器的拓扑及相应开关状态，为了平衡电容电压，本发明提出了其等效三电平的空间矢量图以及新的脉宽调制方法，并将其作为电容电压平衡的算法。混合钳位四电平NPC型逆变器普通半桥两种可能的状态以及相应三电平NPC型逆变器的开关状态如图3、4所示。

根据图3及图4可以看出，一些开关状态会产生如，这样流过钳位点1,2的非零中性点电流，从而导致电容电压偏差。当S₁=0，S₂=1时，中性点O与钳位点2相连，图3中标记为S₂的开关状态就会产生中性点电流；当S₁=1，S₂=0时，中性点O与钳位点1相连，图4中标记为S₁的开关状态就会产生中性点电流。然而相比于传统的四电平多点钳位型逆变器，本发明所提出的混合钳位四电平NPC型逆变器中产生的中性点电流不会一起作用，因此在每个开关周期内，平均中性点电流需要保持为零，来使电容电压保持平衡。

如图5所示，每个扇区创建5个虚拟矢量，来实现零平均中性点电流。这些虚拟矢量是通过在相同的持续时间内使用两个相邻的实际矢量来生成的。例如，虚拟矢量“V00”是由两个相邻向量“100”和“200”同时运算而形成的。通过这种方法，混合钳位四电平NPC型逆变器的空间矢量图被转换为新的等效三电平矢量图。现在，与传统的三电平空间矢量图一样，每个扇区被分为四个子扇区1-4。扇区I和扇区II的每个三角形的切换顺序如表2所示，剩余奇数扇区和偶数扇区的切换序列是使用扇区 I 和扇区 II 开关状态的适当循环移位生成的。

表2 混合钳位四电平NPC型逆变器等效三电平空间矢量图中每个子扇区的开关序列

表3 三电平空间矢量图各子扇区中以二电平空间矢量图占空比表示的占空比

当参考矢量位于扇区Ⅰ中的任何一个子扇区时，每个开关状态的占空比均以两电平占空比表示，并列于表3中，同时利用伏秒平衡原理计算两电平占空比dx、dy、dz如下所示。

其中dx、dy、dz可以视为矢量，，各自的作用时间，同时这些空间矢量可以被表示为

代入，然后将所得方程分解为α-β平面中的实部(α轴)和虚部(β轴)分量

最终求解可以得出

图6展示出了当参考电压在扇区Ⅰ的子扇区3中时，混合钳位四电平NPC型逆变器所有主开关的开关序列和相应的开关信号。在有3个虚拟矢量“V00”“3VV”“3V0”区域遵循的开关顺序为。其中“V00”“3VV”是小矢量的冗余开关状态，“3V0”是没有冗余的中电压矢量。在每个虚拟矢量中实际开关状态的作用时间可以独立调节来控制内部电容电压（V _C2 ）的同时，冗余开关状态的权重因子 (k) 有助于维持外部电容器电压（V _C1 和V _C3 ）。例如，“V00”的开关状态“100”和“200”的作用时间是通过扰动普通半桥中的开关S₁和S₂的占空比来控制的。

为了平衡外部电容器电压（V _C1 和V _C3 ），假设内部电容器电压（V _C2 ）为 Vdc/3。考虑到当参考电压位于扇区Ⅰ的子扇区3的时刻，开关序列如图6所示。其采用的电压矢量为“3VV”、“VOO”、“3V0”和“300”。其中电压矢量“300”对中性点电流没有影响。而从图5可以看出，新形成的具有两个冗余状态“V00”和“3VV”的小矢量具有相反的流过钳位点“1”和“2”的中性点电流。由矢量“3V0”引起的非零中性点电流将通过调整这些冗余开关状态的占空比来抵消。

冗余开关状态的占空比可以概括为：

其中d _a 为子扇区3中小矢量的占空比，如图5所示。k值是一个权重因子，其值在(0,1)范围内。需要闭环控制来找到k值，使得每个开关周期的平均中性点电流为零。扇区Ⅰ-Ⅵ中每个子扇区的权重因子k的计算表达式列于表4中。

表4 等效三电平空间矢量图中不同扇区和子扇区的占空比分布（权重系数k）

为了分析内部电容电压漂移，对混合钳位四电平NPC型逆变器进行了简要建模。从图1可以写出以下等式。

然而，由于直流母线电压恒定，电容电压的总变化为零，可以得到

由此能得出内部电容的电压和电流如下所示，其中T _S 为采样时间

从上式可以看出，内部电容电压（V _C2 ）取决于钳位电流（i _O1 和i _O2 ）的差值。即使平均中性点电流保持为零，瞬时扰动电流也会导致电容电压漂移。从图1可以得出中间钳位电流用相电流表示如下

通过上式及图3、图4可知，i _O1 和i _O2 是普通半桥的支路电流，所以不能像开关S₁和S₂一样呈现互补状态而同时存在。因此，i _C2 可以被i _O1 或i _O2 直接控制。图7描绘了一个简单的闭环比例积分 (PI) 调节器，用于找出占空比扰动来调整虚拟矢量实际开关状态的占空比。占空比扰动是根据取决于i _O1 的开关状态的实际占空比添加或减去的，位于扇区Ⅰ的子扇区3的占空比的调整如图8所示。可以看出，普通半桥的开关信号被相应地修改，来完成内部电容电压控制的任务。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1.一种混合钳位四电平NPC型逆变器的电容电压平衡方法，所述混合钳位四电平NPC型逆变器包括：两个外部电容、，一个内部电容，一个半桥模块以及三个NPC型桥臂，其中，、、依次串联连接；所述半桥模块跨接在所述内部电容两端；每个所述NPC型桥臂的第一端连接电容的正极，第二端连接电容的负极，第三端连接所述半桥模块的中点，其特征在于，包括：

采用虚拟三电平，消除操作期间流过钳位点的中性电流；

使用动态计算的倍增因子和占空比扰动，在线调整电压矢量的占空比。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述半桥模块包括两个串联的开关管。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，

每个所述NPC型桥臂包括四个串联的开关管以及两个二极管。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，

所述两个二极管中，第一个二极管的正极连接所述半桥模块的中点，负极连接第一连接点，所述第一连接点为所述四个串联的开关管中的第一个开关管和第二个开关管的连接点；第二个二极管的负极连接所述半桥模块的中点，正极连接第二连接点，所述第二连接点为所述四个串联的开关管中的第三个开关管和第四个开关管的连接点。

5.根据权利要求1-4任一项所述的方法，其特征在于，

所述采用虚拟三电平，消除操作期间流过钳位点的中性电流，包括：

在所述混合钳位四电平NPC型逆变器的空间矢量图中，为每个扇区创建5个虚拟矢量，所述虚拟矢量是通过在相同的持续时间内使用两个相邻的实际矢量来生成的；

将所述混合钳位四电平NPC型逆变器的空间矢量图转换为等效三电平矢量图。

6.根据权利要求1-4任一项所述的方法，其特征在于，

通过闭环控制得到所述倍增因子。

7.根据权利要求1-4任一项所述的方法，其特征在于，

所述使用动态计算的倍增因子和占空比扰动，在线调整电压矢量的占空比，包括：

通过闭环比例积分调节器找出占空比扰动，调整虚拟矢量实际开关状态的占空比。