CN117039976A - 一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法 - Google Patents

一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN117039976A
CN117039976A CN202310679990.5A CN202310679990A CN117039976A CN 117039976 A CN117039976 A CN 117039976A CN 202310679990 A CN202310679990 A CN 202310679990A CN 117039976 A CN117039976 A CN 117039976A
Authority
CN
China
Prior art keywords
cllc
power tube
mosfet power
output
resonant converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202310679990.5A
Other languages
English (en)
Inventor
张岩
王子铟
李震朝
刘进军
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Xian Jiaotong University
Original Assignee
Xian Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Xian Jiaotong University filed Critical Xian Jiaotong University
Priority to CN202310679990.5A priority Critical patent/CN117039976A/zh
Publication of CN117039976A publication Critical patent/CN117039976A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法，第一输入直流电源Vin的正极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输入正极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输入正极，第一输入直流电源Vin的负极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输入负极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输入负极，第一CLLC双向谐振变换器模块的输出正极接全控逆变桥INV直流母线正极，第一CLLC双向谐振变换器模块的输出负极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，第二CLLC双向谐振变换器模块的输出负极接全控逆变桥INV直流母线负极，全控逆变桥输出接单相交流电网或交流负载。本发明通过差异电容化设计和电容电荷精确控制，实现瞬时纹波功率补偿和电容电压纹波互补，从而减小母线储能元件。

Description

一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法
技术领域
本发明属于电力技术领域，具体涉及一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法。
背景技术
两级式单相逆变器系统通常应用于两种功率变换场合，一是前级整流器将交流电转换为稳定的直流电供给后级的直流变换器，进而为直流负载提供稳定的直流电能，二是新能源发电的应用场合，前级直流变换器对输入的直流电压升压至额定母线电压，由后级的单相逆变器转换为交流电以实现并网或供给交流负载。由于两级式单相逆变器系统可以有效地避免前后两级控制上的耦合，因此在新能源发电、微网储能、轨道交通、电动汽车充电等场合得到了广泛的应用。但是在单相DC-AC系统中，由于其输出功率呈现二倍频波动特性，不可避免地在前级直流变换器和输入源中产生二次谐波震荡，表现为二次谐波电流或二次谐波电压。在输入侧为光伏的系统中，二次谐波电流的引入会使得最大功率处出现波动，影响最大功率点追踪的效果和性能。在储能应用场合，二次谐波电流的馈入将极大地降低电池的容量和寿命，进一步地降低系统的可靠性。除此之外，对于前级直流变换器采用谐振变换器的应用场合，如双有源全桥逆变器，LLC谐振变换器、CLLC双向谐振变换器等，该二次谐波电流的注入还会使得变换器失去软开关的特性，导致系统损耗增加，效率降低。若直流母线电压产生二倍频波动，将直接影响并网逆变器的输出电能质量，带来电网的谐波问题。
在传统设计中，直流变换器利用无源元件，尤其是能量密度远大于磁性元件的电容器来缓冲电源和负荷的周期性低频功率波动。由于电容的大小与电压的波动量成反比，因此在高电能质量的应用场合，通常采用大容值电解电容来减少母线电压的波动，但与此同时也带来系统体积庞大，功率密度降低等问题。
近年来，不少学者就此提出了很多解决的方法。例如在直流母线上增加小容量的功率解耦变换器，将二倍频能量转移至变换器中，但也带来了控制难度增加的问题；或者通过在控制环路中增加并联或串联的虚拟阻抗，获得一定的电感低频电流纹波和母线纹波抑制效果，实现无源元件最优化低频纹波功率分配。但目前已有的功率解耦方法仍然未能从本质上解决小容值和低纹波的固有矛盾。
发明内容
本发明的目的在于提供一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法，该并网逆变器基于差异分裂电容设计，在不改变现有拓扑的前提下，通过差异电容化设计和电容电荷精确控制，实现瞬时纹波功率补偿和电容电压纹波互补，从而减小母线储能元件。
为了达到上述目的，本发明采用以下技术手段：
一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器，包括输入直流电源Vin、第一CLLC双向谐振变换器模块、第二CLLC双向谐振变换器模块、全控逆变桥INV；第一CLLC双向谐振变换器模块和第二CLLC双向谐振变换器模块采用输入并联输出串联结构；
第一输入直流电源Vin的正极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输入正极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输入正极，第一输入直流电源Vin的负极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输入负极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输入负极，第一CLLC双向谐振变换器模块的输出正极接全控逆变桥INV直流母线正极，第一CLLC双向谐振变换器模块的输出负极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，第二CLLC双向谐振变换器模块的输出负极接全控逆变桥INV直流母线负极，全控逆变桥输出接单相交流电网或交流负载。
可选的，所述第一CLLC双向谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥组成，原边全桥包含4个均带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q1、MOSFET功率管Q2、MOSFET功率管Q3、MOSFET功率管Q4，隔离谐振腔包含谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1、变压器励磁电感Lm1、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，副边全桥包含4个带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q5、MOSFET功率管Q6、MOSFET功率管Q7、MOSFET功率管Q8、输出电容C1；MOSFET功率管Q1的漏极和MOSFET功率管Q2的漏极接输入直流电源Vin的正极，MOSFET功率管Q1的源极和MOSFET功率管Q2的源极分别接MOSFET功率管Q3的漏极和MOSFET功率管Q4的漏极，MOSFET功率管Q3的源极接MOSFET功率管Q4的源极和输入直流电源Vin的负极，谐振电容Cr1的正极接MOSFET功率管Q1的源极，谐振电容Cr1的负极接谐振电感Lr1的正极，谐振电感Lr1的负极接变压器T1原边正极和励磁电感Lm1的正极，变压器T1原边负极接励磁电感Lm1的负极和MOSFET功率管Q2的源极；谐振电感Lr2的正极接变压器T1副边正极，谐振电感Lr2的负极接谐振电容Cr2的正极，谐振电容Cr2的负极接MOSFET功率管Q5的源极和MOSFET功率管Q7的漏极，MOSFET功率管Q5的漏极接MOSFET功率管Q6的漏极，MOSFET功率管Q6的源极接MOSFET功率管Q8的漏极和变压器T1的副边负极，MOSFET功率管Q7的源极接MOSFET功率管Q8的源极；输出电容C1的正极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，输出电容C1的负极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输出负极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极。
可选的，所述第二CLLC双向谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥组成，原边全桥包含4个带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q9、MOSFET功率管Q10、MOSFET功率管Q11、MOSFET功率管Q12，隔离谐振腔包含谐振电容Cr3、谐振电感Lr3、变压器T2、变压器励磁电感Lm2、谐振电容Cr4、谐振电感Lr4，副边全桥包含4个均带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q13、MOSFET功率管Q14、MOSFET功率管Q15、MOSFET功率管Q16，输出电容C2；MOSFET功率管Q9的漏极和MOSFET功率管Q10的漏极接输入直流电源Vin的正极，MOSFET功率管Q9的源极和MOSFET功率管Q10的源极分别接MOSFET功率管Q11的漏极和MOSFET功率管Q12的漏极，MOSFET功率管Q11的源极接MOSFET功率管Q12的源极和输入直流电源Vin的负极；谐振电容Cr3的正极接MOSFET功率管Q9的源极，谐振电容Cr3的负极接谐振电感Lr3的正极，谐振电感Lr2的负极接变压器T2原边正极和励磁电感Lm2的正极，变压器T2原边负极接励磁电感Lm2的负极和MOSFET功率管Q10的源极；谐振电感Lr4的正极接变压器T2副边正极，谐振电感Lr4的负极接谐振电容Cr4的正极，谐振电容Cr4的负极接MOSFET功率管Q13的源极和MOSFET功率管Q15的漏极，MOSFET功率管Q13的漏极接MOSFET功率管Q14的漏极，MOSFET功率管Q14的源极接MOSFET功率管Q16的漏极和变压器T2的副边负极，MOSFET功率管Q15的源极接MOSFET功率管Q18的源极；输出电容C2的正极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，输出电容C2的负极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出负极。
可选的，所述全控逆变桥INV包括MOSFET功率管Sap、MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbp、MOSFET功率管Sbn，MOSFET功率管Sap、MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbp、MOSFET功率管Sbn两两先串联后并联。
一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器的抑制方法，包括：
单相逆变器并网运行或接交流负载时，采用PWM脉宽调制技术将输入直流电转化为工频交流电，其交流输出侧经LC滤波器滤除开关频率谐波后，接入单相交流电网或交流负载；
直流母线电压由前级CLLC双向谐振变换器控制，交流侧输出电压由全控逆变桥控制；CLLC双向谐振变换器采用移相控制方法使得原边全桥和副边全桥的开关信号均为频率相同、占空比50％的方波信号，副边全桥开关信号与原边全桥开关信号存在相位差δ，当δ>0时，功率正向传输，输出电流方向为正；当δ<0时，功率反向传输，输出电流方向为负；
其中，相位角δ由闭环控制得到；采样输出电容电压作为控制量，与目标电容电压进行比较，误差经PR控制器得到相位角δ；PR控制器同时控制电容电压的直流工作点和纹波分量，每个CLLC双向谐振变换器模块采用独立的电压PR控制器进行控制。
作为本发明的进一步改进，输出交流功率和输入直流功率之差为二倍频纹波功率，该功率与输出电容C1和输出电容C2吸收的功率关系满足：
pC1-2ω+pC2-2ω＝po-Pin
其中，pC1-2ω是电容C1吸收的二倍频纹波功率，pC2-2ω是电容C2吸收的二倍频纹波功率，po是逆变器输出功率，Pin为输入直流功率。
作为本发明的进一步改进，电容C1、电容C2直流工作点电压相同，且C1>C2，两个所述电容容值C1、C2选择满足以下要求：
其中，Vbus代表直流母线电压的直流分量，Pdc代表系统平均功率，C1、C2代表输出电容C1、C2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
作为本发明的进一步改进，所述输出电容电压的表达式为：
其中，vC1(t)、vC2(t)代表输出电容C1、C2的瞬时电压，Vbus代表直流母线电压的直流分量，Pdc代表系统平均功率，C1、C2代表输出电容C1、C2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
作为本发明的进一步改进，所述输出电流的计算式为：
其中，iout1(t)、iout2(t)分别代表第一双向CLLC谐振变换器和第二双向CLLC谐振变换器的输出电流，Vbus代表直流母线电压的直流分量，Pdc代表系统平均功率，C1、C2代表输出电容C1、C2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率；
由于C1＞C2，因此得模块输出电流波动量幅值大于直流分量，输出电流存在小于0的区间，此时输出电流反向流动，功率由直流母线侧向前级CLLC双向谐振变换器传输。
作为本发明的进一步改进，所述PWM脉宽调制技术的具体方法为：
取调制波为单相电网频率正弦波vcon＝Msin(ωt)，其中M为调制度，载波为双极性高频三角波vtri，当vtri<vcon时，Sap和Sbn导通，San和Sbp关断，逆变器两桥臂中点电压为vbus。当vtri>vcon时，San和Sbp导通，Sap和Sbn关断，逆变器两桥臂中点电压为-vbus。逆变器的并网电压vac(t)是桥臂中点电压在一个载波周期内平均值：
vac(t)＝MVbussin(ωt)＝Vacsin(ωt)
其中M为调制度，Vbus为直流母线电压，ω为输出交流电压角频率，Vac为交流电压的幅值。
相比于现有技术，本发明具有以下优势：
本发明的并网逆变器采用输入并联输出串联结构的CLLC双向谐振变换器模块，第一CLLC双向谐振变换器模块和第二CLLC双向谐振变换器模块采用输入并联输出串联(IPOS)结构；输出电容的大小不同，通过闭环控制主动控制电容波形以二倍频互补波动，维持母线电压恒定。输出直流母线的串联电容容值采用差异设计，从而使得两个电容功率的吸收和释放得以非同步进行，为纹波的互补提供了可行性。采用该方案可以大幅度降低对直流母线电容的需求，由于电容电压被控为互补状态，因此可以在系统中的二倍频纹波功率完全由直流母线电容承担的同时，实现直流母线电压的低纹波。与传统设计相比，采用此方法不影响CLLC双向谐振变换器的原边软开关特性，并可以通过合理的参数设计，保持原副边电压电流器件的应力不变。
进一步，通过人为控制电容纹波电压互补波动，实现任意时刻一个电容吸收功率，另一个电容释放功率，维持母线电压恒定的同时保持功率变化量等于系统输入与输出的功率差；由于电容C1大于电容C2，因此电容C2吸收一定功率，电压增加的时候，电容C1为弥补相同的电压跌落，仅需要较小的功率，而多余的功率差即可用于补偿系统输入和输出的功率差，从而在维持母线低纹波的同时，将系统的二倍频纹波功率全部转移至输出电容上，减小了直流母线输出电容的需求。传统设计中电容大小相同、直流工作点相同，二倍频纹波功率流入直流母线电容，表现为电容上的纹波电压同步波动，电容同步吸收功率或释放功率，直流母线上的电压纹波为电容C1和电容C2的纹波和，为减小电压纹波，通常采用大容值的电解电容，而电解电容相对薄膜电容来说体积庞大，寿命短，稳定性低，难以应用于高功率密度、长使用时间的应用场合中。而本发明巧妙地通过差异设计容值，既降低了母线纹波大小，同时减小了母线容值的需求，从根本上解决了低纹波和母线小容值之间的固有矛盾，使得薄膜电容替换电解电容成为可行的途径。基于此方法设计的两级式单相逆变系统，母线电压纹波减小94％，逆变器输出电压THD明显降低。
附图说明
在此描述的附图仅用于解释目的，而不意图以任何方式来限制本发明公开的范围。另外，图中的各部件的形状和比例尺寸等仅为示意性的，用于帮助对本发明的理解，并不是具体限定本发明各部件的形状和比例尺寸。在附图中：
图1为本发明采用的电路拓扑图；
图2为本发明所采用的双向CLLC谐振变换器模块的闭环控制框图；
图3a为本发明所采用的双向CLLC谐振变换器模块工作在过谐振状态时，采用移相控制下原边电流的虚部分量与归一化开关频率、移相角的关系示意图；
图3b为本发明所采用的双向CLLC谐振变换器模块工作在欠谐振状态时，采用移相控制下原边电流的虚部分量与归一化开关频率、移相角的关系示意图；
图4a为未采用本发明所提出的差异分裂电容方案下两个输出电容上的电压vC1、vC2、直流母线电压vbus波形的波形；
图4b给出未采用本发明提出的差异分裂电容方法交流输出电压vac的波形；
图5a给出了采用本发明所提出的差异分裂电容方法两个输出电容上的电压vC1、vC2和直流母线电压vbus的波形；
图5b给出了采用本发明所提出的差异分裂电容方法交流输出电压vac波形。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
需要说明的是，当元件被称为“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的，并不表示是唯一的实施例。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所述的实施例仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
本发明属于电力技术领域，适用于隔离型两级式单相并网逆变器应用场合，具体涉及一种基于差异分裂电容设计的输入并联输出串联的CLLC双向谐振变换器级联单相逆变器的低频纹波抑制方法。
本发明的关键在于根据两级式双向CLLC谐振变换器并网逆变器的二倍频功率的传递关系，在差异电容容值的条件下，将电容电压纹波设计为互补状态，以使得单相逆变器的二倍频纹波功率完全由输出电容承担，并且通过差异电容的设计实现二倍频功率在两个电容间的重新分配，减小直流母线的所需总容值。
如图1所示，本发明第一个目的是提供一种具备抑制低频纹波能力的CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器，包括输入直流电源Vin、2个第一CLLC双向谐振变换器模块和第二CLLC双向谐振变换器模块、1个全控逆变桥INV，第一CLLC双向谐振变换器模块和第二CLLC双向谐振变换器模块采用输入并联输出串联(IPOS)结构；
第一输入直流电源Vin的正极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输入正极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输入正极，第一输入直流电源Vin的负极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输入负极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输入负极，第一CLLC双向谐振变换器模块的输出正极接全控逆变桥INV直流母线正极，第一CLLC双向谐振变换器模块的输出负极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，第二CLLC双向谐振变换器模块的输出负极接全控逆变桥INV直流母线负极，全控逆变桥输出接单相交流电网或交流负载；
该方案与传统方案相比，输出直流母线的串联电容容值采用差异设计，从而使得两个电容功率的吸收和释放得以非同步进行，为纹波的互补提供了可行性。采用该方案可以大幅度降低对直流母线电容的需求，由于电容电压被控为互补状态，因此可以在系统中的二倍频纹波功率完全由直流母线电容承担的同时，实现直流母线电压的低纹波。与传统设计相比，采用此方法不影响CLLC双向谐振变换器的原边软开关特性，并可以通过合理的参数设计，保持原副边电压电流器件的应力不变。
以下结合具体实施例对本发明做进一步说明。
如图1所示，为本发明的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器的电路图，包含输入直流电源Vin、MOSFET功率管Q1、MOSFET功率管Q2、MOSFET功率管Q3、MOSFET功率管Q4、MOSFET功率管Q5、MOSFET功率管Q6、MOSFET功率管Q7、MOSFET功率管Q8、MOSFET功率管Q9、MOSFET功率管Q10、MOSFET功率管Q11、MOSFET功率管Q12、MOSFET功率管Q13、MOSFET功率管Q14、MOSFET功率管Q15、MOSFET功率管Q16、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4，二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8，二极管D9、二极管D110、二极管D11、二极管D12，二极管D13、二极管D14、二极管D15、二极管D16、开关管寄生电容CS1、开关管寄生电容CS2、开关管寄生电容CS3、开关管寄生电容CS4、开关管寄生电容CS5、开关管寄生电容CS6、开关管寄生电容CS7、开关管寄生电容CS8、开关管寄生电容CS9、开关管寄生电容CS10、开关管寄生电容CS11、开关管寄生电容CS12、开关管寄生电容CS13、开关管寄生电容CS14、开关管寄生电容CS15、开关管寄生电容CS16、谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、谐振电容Cr3、谐振电容Cr4、谐振电感Lr1、谐振电感Lr2、谐振电感Lr3、谐振电感Lr4、变压器励磁电感Lm1、变压器励磁电感Lm2、变压器T1、变压器T2、输出电容C1、输出电容C2、全控逆变桥Sap、San、Sbp、Sbn、滤波电感Lf、滤波电容Cf和负载电阻RL。
第一CLLC双向谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥，其中，原边全桥包含4个带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q1、MOSFET功率管Q2、MOSFET功率管Q3、MOSFET功率管Q4，隔离谐振腔包含谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1、变压器励磁电感Lm1、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，副边全桥包含4个带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q5、MOSFET功率管Q6、MOSFET功率管Q7、MOSFET功率管Q8、输出电容C1。
MOSFET功率管Q1的漏极和MOSFET功率管Q2的漏极接输入直流电源Vin的正极，MOSFET功率管Q1的源极和MOSFET功率管Q2的源极分别接MOSFET功率管Q3的漏极和MOSFET功率管Q4的漏极，MOSFET功率管Q3的源极接MOSFET功率管Q4的源极和输入直流电源Vin的负极，谐振电容Cr1的正极接MOSFET功率管Q1的源极，谐振电容Cr1的负极接谐振电感Lr1的正极，谐振电感Lr1的负极接变压器T1原边正极和励磁电感Lm1的正极，变压器T1原边负极接励磁电感Lm1的负极和MOSFET功率管Q2的源极。谐振电感Lr2的正极接变压器T1副边正极，谐振电感Lr2的负极接谐振电容Cr2的正极，谐振电容Cr2的负极接MOSFET功率管Q5的源极和MOSFET功率管Q7的漏极，MOSFET功率管Q5的漏极接MOSFET功率管Q6的漏极，MOSFET功率管Q6的源极接MOSFET功率管Q8的漏极和变压器T1的副边负极，MOSFET功率管Q7的源极接MOSFET功率管Q8的源极。输出电容C1的正极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，输出电容C1的负极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输出负极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极。
所述第二CLLC双向谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥，其中，原边全桥包含4个带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q9、MOSFET功率管Q10、MOSFET功率管Q11、MOSFET功率管Q12，隔离谐振腔包含谐振电容Cr3、谐振电感Lr3、变压器T2、变压器励磁电感Lm2、谐振电容Cr4、谐振电感Lr4，副边全桥包含4个带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q13、MOSFET功率管Q14、MOSFET功率管Q15、MOSFET功率管Q16，输出电容C2。
MOSFET功率管Q9的漏极和MOSFET功率管Q10的漏极接输入直流电源Vin的正极，MOSFET功率管Q9的源极和MOSFET功率管Q10的源极分别接MOSFET功率管Q11的漏极和MOSFET功率管Q12的漏极，MOSFET功率管Q11的源极接MOSFET功率管Q12的源极和输入直流电源Vin的负极。谐振电容Cr3的正极接MOSFET功率管Q9的源极，谐振电容Cr3的负极接谐振电感Lr3的正极，谐振电感Lr2的负极接变压器T2原边正极和励磁电感Lm2的正极，变压器T2原边负极接励磁电感Lm2的负极和MOSFET功率管Q10的源极。谐振电感Lr4的正极接变压器T2副边正极，谐振电感Lr4的负极接谐振电容Cr4的正极，谐振电容Cr4的负极接MOSFET功率管Q13的源极和MOSFET功率管Q15的漏极，MOSFET功率管Q13的漏极接MOSFET功率管Q14的漏极，MOSFET功率管Q14的源极接MOSFET功率管Q16的漏极和变压器T2的副边负极，MOSFET功率管Q15的源极接MOSFET功率管Q18的源极。输出电容C2的正极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，输出电容C2的负极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出负极。
输出电容C1与输出电容C2串联接全控逆变桥的输入端；全控逆变桥的正极输出接滤波电感Lf的正极，全控逆变桥的负极输出接交流侧的公共地；滤波电容Cf与负载电阻RL并联，一端接电感Lf的负极，另一端接交流侧的公共地。
所述全控逆变桥由四个MOSFET功率管Sap、San、Sbp、Sbn组成。全控逆变桥INV包括MOSFET功率管Sap、MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbp、MOSFET功率管Sbn，MOSFET功率管Sap、MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbp、MOSFET功率管Sbn两两先串联后并联。
优选地，所述具备抑制低频纹波能力的CLLC双向谐振变换器级联单相逆变器的控制目标是将逆变器输出功率和输入直流功率之差全部转移至直流母线电容C1和C2上，通过控制使得输出电容电压纹波以二倍频互补波动，从而降低直流母线电压上的二倍频纹波。
优选地，所述具备抑制低频纹波能力的CLLC双向谐振变换器级联单相逆变器，由于大部分二倍频功率流入输出电容，且CLLC双向谐振变换器模块输入采用并联结构，因此总输入电流的纹波大幅降低。
所述的一种具备抑制低频纹波能力的CLLC双向谐振变换器级联单相逆变器，其特征在于，电容C1、电容C2直流工作点电压相同，但容值不同，且C1>C2，通过人为控制电容纹波电压互补波动，实现任一时刻一个电容吸收功率，另一个电容释放功率，维持母线电压恒定的同时保持功率变化量等于系统输入与输出的功率差。
作为本发明的进一步改进，差异电容设计方案下，CLLC双向谐振变换器模块的输出电流要求反向流动，双向CLLC谐振变换器模块采用移相控制，通过PR控制器调节原边桥臂的控制信号与副边桥臂的控制信号之间的相角，实现系统功率传输方向的无缝切换，以满足CLLC双向谐振变换器模块输出电流反向的要求。
作为本发明的进一步改进，移相控制下的CLLC双向谐振变换器模块原边开关管实现零电压开通的条件是开关频率大于谐振频率，同时由于副边电流滞后于电压，副边开关管实现零电压开通。和传统设计方案相比，具备纹波抑制能力的移相控制下的CLLC双向谐振变换器开关管电压电流应力保持基本不变，开关管损耗来源及大小基本相同。
在差异电容设计下，CLLC双向谐振变换器级联单相逆变器系统低频纹波抑制方案的分析过程为：
单相逆变器并网运行或接交流负载时，通常采用PWM脉宽调制技术将输入直流电转化为工频交流电，其交流输出侧经LC滤波器滤除开关频率谐波后，接入单相交流电网或交流负载。
PWM脉宽调制技术的具体实现为：选取调制波为单相电网频率正弦波vcon＝Msin(ωt)，其中M为调制度，载波为双极性高频三角波vtri，当vtri<vcon时，Sap和Sbn导通，San和Sbp关断，逆变器两桥臂中点电压为vbus。当vtri>vcon时，San和Sbp导通，Sap和Sbn关断，逆变器两桥臂中点电压为-vbus。逆变器的并网电压vac(t)是桥臂中点电压在一个载波周期内平均值：
vac(t)＝MVbussin(ωt)＝Vacsin(ωt) (1)
其中M为调制度，Vbus为直流母线电压，ω为输出交流电压角频率，Vac为交流电压的幅值。
假定交流侧电压和电流相位相同，则可得逆变器交流侧电流为：
iac(t)＝Iacsin(ωt) (2)
其中ω为输出交流电流角频率，Iac为交流电流的幅值。
可得交流侧功率pac(t)为：
其中ω为输出交流电压角频率，Vac为交流电压的幅值，Iac为交流电流的幅值。
由于前级CLLC双向谐振变换器只提供直流功率Pdc，该部分直流功率与交流侧功率中的直流分量相同，即：
因此可得输入直流功率Pdc和输出交流侧功率pac(t)的功率差pe(t)：
假定直流母线电压Vbus恒定，则由功率守恒可得直流母线电流ibus(t)
其中Ibus为直流母线电流ibus(t)的直流分量，ibus_2ω为直流母线电流ibus(t)的二倍频分量。
假定输出电容电压纹波分量以二倍频波动，则电容电压表达为：
其中，VC1、VC2为输出电容电压的直流分量，其大小为vC1_2ω为输出电容电压的纹波量幅值，θ为输出电容电压vC1(t)与输出侧交流电压的相角差，当电容电压满足纹波互补时，母线电压Vbus恒定。
由电容的电压电流关系可得，电容电流表达式为：
可得输出电容吸收的总功率为：
假定系统的二倍频功率差pe(t)完全由输出电容C1、输出电容C2缓冲：
2ωVC1(C1-C2)vC1_2ωcos(2ωt+θ)＝Pdccos(2ωt) (10)
其中为输出电容C1、输出电容C2的容值。
通过求解方程，可以解得所需电容电压纹波的幅值和相角为：
则目标电容电压的最终表达式为：
将(8)代入(6)，同理可得电容电流的最终表达式为:
由基尔霍夫电流定律可知，CLLC双向谐振变换器模块的输出电流表达式为：
由于C1＞C2，因此可得即模块输出电流波动量幅值大于直流分量，输出电流存在小于0的区间，此时输出电流反向流动，功率由直流母线侧向前级CLLC双向谐振变换器传输。
由电容电压恒大于0的条件可得，电容电压纹波幅值不应超过直流工作点：
从而形成电容参数的约束条件：
本发明还公开了一种并联输入串联输出的CLLC双向谐振变换器级联全控逆变桥的二倍频纹波抑制电路控制方法，具体包括：
单相逆变器并网运行或接交流负载时，采用PWM脉宽调制技术将输入直流电转化为工频交流电，其交流输出侧经LC滤波器滤除开关频率谐波后，接入单相交流电网或交流负载；
直流母线电压由前级CLLC双向谐振变换器控制，交流侧输出电压由全控逆变桥控制。CLLC双向谐振变换器采用移相控制方法，即原边全桥和副边全桥的开关信号均为频率相同、占空比50％的方波信号，但副边全桥开关信号与原边全桥开关信号存在相位差δ，当δ>0时，功率正向传输，输出电流方向为正；当δ<0时，功率反向传输，输出电流方向为负。
相位角δ由闭环控制得到。采样输出电容电压作为控制量，与目标电容电压进行比较，误差经PR控制器得到相位角δ。PR控制器同时控制电容电压的直流工作点和纹波分量，每个CLLC双向谐振变换器模块采用独立的电压PR控制器进行控制。
由此建立起变换器的控制框图如图2所示。
采用基波分析法对双向CLLC进行建模分析，即假定能量传输过程中只考虑基波分量，将非线性的方波波形经傅里叶变换，近似成等效的正弦波波形。图3为应用基波分析后得到的等效数学模型及其向量关系示意图。为原边a、b两点电压的基波分量，/>为原边c、d两点电压的基波分量，假设变压器的变比为n:1，将变换器的副边参数等效至原边，得到等效后的谐振电感Lr2′、谐振电容Cr2′。由图3可知，原副边的电压向量表达式为：
其中Vab为原边方波电压的幅值，其大小为输入侧直流电压Vin，Vcd为副边方波电压的幅值，其大小为电容电压vCi(i＝1,2)，j为单位虚数，δ为原副边电压的相位角差，同时也为移相控制的相角δ。根据基尔霍夫电压电流定律，可得到原边电流向量表达式为：
其中，
Γ＝XLm{(XL1-XC1)+(XL2-XC2)}+(XL1-XC1)(XL2-XC2)，ωS为开关频率fS对应的角频率。
由软开关的特性可知，原边实现零电压开通需要满足的条件是原边电流Ip的相位滞后于原边电压即谐振腔呈现感性，此时/>的虚部应当小于0：
对于CLLC双向谐振变换器来说，谐振网络具有两个谐振点：第一谐振点f1及第二谐振点fr：
由于通常认为Lm>>Lr1，因此f1<<fr，按照开关频率fS与第二谐振点fr的关系，CLLC谐振变换器的工作区域可以分为：
绘制的虚部关于归一化开关频率/>和移相角δ的关系图如图4所示。其中图4a中归一化开关频率fn＞1，图4b中归一化开关频率fn＜1,由图4可知，当且仅当归一化开关频率fn＞1，CLLC双向谐振变换器工作在过谐振状态时，/>的虚部小于0，谐振腔呈现感性，原边具备实现零电压开通的条件。当归一化频率fn＜1，/>的虚部大于0，原边电流超前于原边电压，无法实现零电压开通。因此在移相控制下，原边实现零电压开通的条件是开关频率大于谐振频率，CLLC双向谐振变换器工作在过谐振状态。
通过对直流母线电压纹波的直接控制，电容上的电压稳定在直流工作点的同时，纹波被控制为互补的状态，在实现变换器功率转换的同时，降低了直流母线电压纹波与直流母线电容的需求。
实施例
为验证上述变换器的理论分析，本发明给出了一个设计实例。
变换器参数如下：Vbus＝100V、Ibus＝2A、Vin＝20V、VC1＝50V、VC2＝50V、fS1＝60kHz、fS2＝60kHz、fac＝50Hz、C1＝800μF、C2＝200μF、n＝0.2、Lr1＝1μH、Lr2＝25μH、Lr3＝1μH、Lr4＝25μH、Lm1＝10μH、Lm2＝10μH、Cr1＝10μF、Cr2＝0.4μF、Cr3＝10μF、Cr4＝0.4μF、Lf＝0.11mH、Cf＝9.2μF、RL＝6.25Ω、M＝0.707。
图5a给出了未采用本发明所提出的差异电容容值设计两个输出电容上的电压vC1、vC2、直流母线电压vbus波形的波形，vC1、vC2纹波同步波动，叠加在直流母线电压上，直流母线电压vbus出现二倍频波动量，其纹波大小为50V。
图5b给出未采用本发明提出的差异电容容值设计的交流输出电压vac的波形。在输入直流母线电压vbus出现二倍频纹波的情况下，后级全桥逆变器的输出电压波形产生了一定的畸变，THD为8.31％。
图5a给出了采用本发明所提出的互补控制算法两个输出电容上的电压vC1、vC2和直流母线电压vbus的波形，从图可以看出，vC1和vC2直流工作点电压相同，均为直流母线电压稳态值的一半，但是容值存在差异：C1＝800μF、C2＝200μF。通过闭环控制，纹波电压波形按照预期设定形成互补状态。直流母线电压纹波降至3V左右，相比于未加算法控制的50V，降低了94％。
图5b给出了采用本发明所提出的互补控制算法交流输出电压vac波形。在输入直流母线电压纹波得到改善的情况下，输出电压波形畸变减小，输出电压THD降低至1.7％。
通过阅读上述描述，在所提供的示例之外的许多实施例和许多应用对本领域技术人员来说都将是显而易见的。因此，本教导的范围不应该参照上述描述来确定，而是应该参照前述权利要求以及这些权利要求所拥有的等价物的全部范围来确定。出于全面之目的，所有文章和参考包括专利申请和公告的公开都通过参考结合在本文中。在前述权利要求中省略这里公开的主题的任何方面并不是为了放弃该主体内容，也不应该认为申请人没有将该主题考虑为所公开的发明主题的一部分。
以上内容是对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施方式仅限于此，对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单的推演或替换，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定保护范围。

Claims (9)

1.一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器，其特征在于，包括输入直流电源Vin、第一CLLC双向谐振变换器模块、第二CLLC双向谐振变换器模块、全控逆变桥INV；第一CLLC双向谐振变换器模块和第二CLLC双向谐振变换器模块采用输入并联输出串联结构；
第一输入直流电源Vin的正极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输入正极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输入正极，第一输入直流电源Vin的负极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输入负极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输入负极，第一CLLC双向谐振变换器模块的输出正极接全控逆变桥INV直流母线正极，第一CLLC双向谐振变换器模块的输出负极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，第二CLLC双向谐振变换器模块的输出负极接全控逆变桥INV直流母线负极，全控逆变桥输出接单相交流电网或交流负载。
2.根据权利要求1所述的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器，其特征在于，所述第一CLLC双向谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥组成，原边全桥包含4个均带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q1、MOSFET功率管Q2、MOSFET功率管Q3、MOSFET功率管Q4，隔离谐振腔包含谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1、变压器励磁电感Lm1、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，副边全桥包含4个带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q5、MOSFET功率管Q6、MOSFET功率管Q7、MOSFET功率管Q8、输出电容C1；MOSFET功率管Q1的漏极和MOSFET功率管Q2的漏极接输入直流电源Vin的正极，MOSFET功率管Q1的源极和MOSFET功率管Q2的源极分别接MOSFET功率管Q3的漏极和MOSFET功率管Q4的漏极，MOSFET功率管Q3的源极接MOSFET功率管Q4的源极和输入直流电源Vin的负极，谐振电容Cr1的正极接MOSFET功率管Q1的源极，谐振电容Cr1的负极接谐振电感Lr1的正极，谐振电感Lr1的负极接变压器T1原边正极和励磁电感Lm1的正极，变压器T1原边负极接励磁电感Lm1的负极和MOSFET功率管Q2的源极；谐振电感Lr2的正极接变压器T1副边正极，谐振电感Lr2的负极接谐振电容Cr2的正极，谐振电容Cr2的负极接MOSFET功率管Q5的源极和MOSFET功率管Q7的漏极，MOSFET功率管Q5的漏极接MOSFET功率管Q6的漏极，MOSFET功率管Q6的源极接MOSFET功率管Q8的漏极和变压器T1的副边负极，MOSFET功率管Q7的源极接MOSFET功率管Q8的源极；输出电容C1的正极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，输出电容C1的负极接第一CLLC双向谐振变换器模块的输出负极和第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极。
3.根据权利要求1所述的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器，其特征在于，所述第二CLLC双向谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥组成，原边全桥包含4个带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q9、MOSFET功率管Q10、MOSFET功率管Q11、MOSFET功率管Q12，隔离谐振腔包含谐振电容Cr3、谐振电感Lr3、变压器T2、变压器励磁电感Lm2、谐振电容Cr4、谐振电感Lr4，副边全桥包含4个均带反向二极管的N沟道型MOSFET功率管Q13、MOSFET功率管Q14、MOSFET功率管Q15、MOSFET功率管Q16，输出电容C2；MOSFET功率管Q9的漏极和MOSFET功率管Q10的漏极接输入直流电源Vin的正极，MOSFET功率管Q9的源极和MOSFET功率管Q10的源极分别接MOSFET功率管Q11的漏极和MOSFET功率管Q12的漏极，MOSFET功率管Q11的源极接MOSFET功率管Q12的源极和输入直流电源Vin的负极；谐振电容Cr3的正极接MOSFET功率管Q9的源极，谐振电容Cr3的负极接谐振电感Lr3的正极，谐振电感Lr2的负极接变压器T2原边正极和励磁电感Lm2的正极，变压器T2原边负极接励磁电感Lm2的负极和MOSFET功率管Q10的源极；谐振电感Lr4的正极接变压器T2副边正极，谐振电感Lr4的负极接谐振电容Cr4的正极，谐振电容Cr4的负极接MOSFET功率管Q13的源极和MOSFET功率管Q15的漏极，MOSFET功率管Q13的漏极接MOSFET功率管Q14的漏极，MOSFET功率管Q14的源极接MOSFET功率管Q16的漏极和变压器T2的副边负极，MOSFET功率管Q15的源极接MOSFET功率管Q18的源极；输出电容C2的正极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出正极，输出电容C2的负极接第二CLLC双向谐振变换器模块的输出负极。
4.根据权利要求1所述的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器，其特征在于，所述全控逆变桥INV包括MOSFET功率管Sap、MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbp、MOSFET功率管Sbn，MOSFET功率管Sap、MOSFET功率管San、MOSFET功率管Sbp、MOSFET功率管Sbn两两先串联后并联。
5.根据权利要求1至4任一项所述的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器的抑制方法，其特征在于，包括：
单相逆变器并网运行或接交流负载时，采用PWM脉宽调制技术将输入直流电转化为工频交流电，其交流输出侧经LC滤波器滤除开关频率谐波后，接入单相交流电网或交流负载；
直流母线电压由前级CLLC双向谐振变换器控制，交流侧输出电压由全控逆变桥控制；CLLC双向谐振变换器采用移相控制方法使得原边全桥和副边全桥的开关信号均为频率相同、占空比50％的方波信号，副边全桥开关信号与原边全桥开关信号存在相位差δ，当δ>0时，功率正向传输，输出电流方向为正；当δ<0时，功率反向传输，输出电流方向为负；
其中，相位角δ由闭环控制得到；采样输出电容电压作为控制量，与目标电容电压进行比较，误差经PR控制器得到相位角δ；PR控制器同时控制电容电压的直流工作点和纹波分量，每个CLLC双向谐振变换器模块采用独立的电压PR控制器进行控制。
6.根据权利要求5所述的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器的抑制方法，其特征在于，输出交流功率和输入直流功率之差为二倍频纹波功率，该功率与输出电容C1和输出电容C2吸收的功率关系满足：
其中，是电容C1吸收的二倍频纹波功率，/>是电容C2吸收的二倍频纹波功率，po是逆变器输出功率，Pin为输入直流功率。
7.根据权利要求5所述的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器的抑制方法，其特征在于，电容C1、电容C2直流工作点电压相同，且C1>C2，两个所述电容容值C1、C2选择满足以下要求：
其中，Vbus代表直流母线电压的直流分量，Pdc代表系统平均功率，C1、C2代表输出电容C1、C2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
8.根据权利要求5所述的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器的抑制方法，其特征在于，所述输出电容电压的表达式为：
其中，vC1(t)、vC2(t)代表输出电容C1、C2的瞬时电压，Vbus代表直流母线电压的直流分量，Pdc代表系统平均功率，C1、C2代表输出电容C1、C2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
9.根据权利要求5所述的一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器的抑制方法，其特征在于，所述输出电流的计算式为：
其中，iout1(t)、iout2(t)分别代表第一双向CLLC谐振变换器和第二双向CLLC谐振变换器的输出电流，Vbus代表直流母线电压的直流分量，Pdc代表系统平均功率，C1、C2代表输出电容C1、C2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率；
由于C1>C2，因此得模块输出电流波动量幅值大于直流分量，输出电流存在小于0的区间，此时输出电流反向流动，功率由直流母线侧向前级CLLC双向谐振变换器传输。
CN202310679990.5A 2023-06-08 2023-06-08 一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法 Pending CN117039976A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310679990.5A CN117039976A (zh) 2023-06-08 2023-06-08 一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310679990.5A CN117039976A (zh) 2023-06-08 2023-06-08 一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN117039976A true CN117039976A (zh) 2023-11-10

Family

ID=88630627

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202310679990.5A Pending CN117039976A (zh) 2023-06-08 2023-06-08 一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN117039976A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117277821A (zh) * 2023-11-17 2023-12-22 湖南北顺源智能科技有限公司 海底观测网的混合型高压直流电能变换器系统及控制方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117277821A (zh) * 2023-11-17 2023-12-22 湖南北顺源智能科技有限公司 海底观测网的混合型高压直流电能变换器系统及控制方法
CN117277821B (zh) * 2023-11-17 2024-02-06 湖南北顺源智能科技有限公司 海底观测网的混合型高压直流电能变换器系统及控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Gautam et al. Control strategies and power decoupling topologies to mitigate 2ω-ripple in single-phase inverters: A review and open challenges
US8111528B2 (en) DC to AC inverter
CN112234808B (zh) 单相逆变器的二倍频纹波抑制电路及抑制方法
CN102918760A (zh) 用于发电装置的电力转换器
US11165367B2 (en) Single-stage three-phase voltage source inverter with a cascaded magnetic integrated switching inductor-capacitor network
CN110798074A (zh) 一种级联型单相交流转直流隔离变换器
CN104485832A (zh) 具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器
Sait et al. New control paradigm for integration of photovoltaic energy sources with utility network
CN115051565A (zh) 双向半桥直流变换器并网逆变器及纹波控制方法
Watanabe et al. DC to single-phase AC voltage source inverter with power decoupling circuit based on flying capacitor topology for PV system
CN116683750A (zh) 一种ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器及方法
CN117039976A (zh) 一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法
CN110071652B (zh) 一种低漏电流五开关非隔离单相光伏并网逆变器及并网系统
Anand et al. Single-stage five-level common ground transformerless inverter with extendable structure for centralized photovoltaics
CN113726210B (zh) 两级双有源桥并网逆变器直流母线低频纹波抑制电路及方法
CN116317499A (zh) 基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器及控制方法
De Souza et al. Active and reactive power control for a single-phase grid-connected PV system with optimization of the ferrite core volume
Yang et al. Single-phase bidirectional three-level T-type inverter
Alsolami et al. DC ripple current reduction on multilevel, multiport, single-phase DC/AC converter for renewable energy applications
Chen et al. Two-mode controlled single/dual-input DC–AC inverter with wide-range DC input
CN108054946B (zh) 内置并联分时选择开关电压型单级多输入低频环节逆变器
Chavez et al. Isolated single-stage DABSR DC/AC converter with series-power decoupling to interface PV with the single-phase grid
CN111864794A (zh) 一种双频无变压器型单相光伏并网逆变器
Kabalcı Introduction to multilevel voltage source inverters
Xue et al. Capacitor voltage balancing control strategy for single-phase five-level ANPC photovoltaic inverter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination