CN104485832A - 具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，包括第一逆变器、LCL-T型谐振网络、高频变压器、整流电路、直流滤波电路、第二逆变器和LCL滤波器；第一逆变器的输入端连接光伏阵列，输出端连接LCL-T型谐振网络；LCL-T型谐振网络包括由电感L_r、电容C_r和电感L_k构成的T型电路，电感L_r串联在第一逆变器的输出端，电感L_k与高频变压器的原边串联后，与电容C_r并联；高频变压器的副边依次连接整流电路、直流滤波电路和第二逆变器；LCL滤波器连接在第二逆变器的输出端；LCL滤波器的输出端与电网电连接。本发明将LCL-T谐振网络应用于光伏高频链并网逆变器中，有效抑制光伏组件输出电流中的低频电流纹波。

Description

具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器

技术领域

本发明涉及一种具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器。

背景技术

随着光伏组件价格的持续走低，以及国家相关利好政策、法规的出台，光伏发电必将成为可再生能源利用的重要组成部分。光伏系统中，功率变换器有非常重要的作用，包括对光伏电池的最大功率点跟踪(MPPT)、高质量的输出负载需要的电能形式。光伏电池价格的下降导致功率变换器在光伏发电系统中的成本比重越来越高；此外，变换器的效率直接决定了光伏组件的利用率。因此低成本、高效率是光伏变换器的努力目标。按照功率变换器是否连接电网，可将变换器分为离网式与并网式。离网式光伏变换器主要应用于电网难以到达的偏远地区，一般需要配备蓄电池进行储能；目前，对光伏并网变换器的研究比较集中。光伏变换器的一个发展趋势是要既能实现并网功能，在电网故障状况下，需要离网运行。在此基础上，多台新能源发电变换器、储能装置以及各种负载在某一区域内可形成电能自给的微电网系统。

光伏并网逆变器可分为非隔离型和隔离型。非隔离型并网逆变器对输入电压等级的要求较高，在光伏电池输出电压与电网电压不匹配时需要增加前级DC/DC变换器；此外，为了防止漏电流，还需要对逆变器的电路结构加以改进。隔离型并网逆变器(通常指高频隔离，被称为高频链逆变器，HFLI)可由变压器匹配光伏电池输出与电网之间的电压，而且变压器阻断了漏电流的流通路径。

按照变换器有无中间级直流环节，HFLI可分为无直流环节逆变器、伪直流环节逆变器以及有直流环节逆变器。通常，无直流环节逆变器、伪直流环节逆变器的正弦调制都在变压器原边电路中进行，这直接导致了HFLI输入电流中含有大量的双倍于电网频率的低次谐波，而且这种工作机理下，通过相关控制策略来抑制低频电流纹波(LFCR)是不可能的。而光伏组件欲实现最大功率的前提是尽可能稳定光伏组件的输出电压，LFCR造成的电压波动将导致光伏电池最大输出功率点的不稳定，进而影响到系统的稳定。缓解这两种类型HFLI的LFCR唯一方法是增加光伏电池侧滤波电容的容量或采用LC滤除低频纹波，这直接增加了系统的体积和重量。而有直流环节逆变器实质是一个隔离的DC/DC变换器+工频逆变器构成，这种拓扑结构为HFLI输出侧的瞬时波动功率抑制提供了可能，即通过储存在DC/DC变换器输出滤波电容中的能量来平缓输入、输出功率的瞬时差值，从而达到抑制输入侧LFCR的目的。通常两级式电路对输入侧LFCR抑制的方法是采用高性能的控制器来实现，但该类方法普遍存在控制器设计、数字实现困难等问题。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提供一种具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，能够显著减少光伏组件输出电流中低频电流纹波的含量。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，包括第一逆变器、LCL-T型谐振网络、高频变压器、整流电路、直流滤波电路、第二逆变器和LCL滤波器，所述第一逆变器的输入端连接光伏阵列，输出端连接LCL-T型谐振网络；所述LCL-T型谐振网络包括由电感L_r、电容C_r和电感L_k构成的T型电路，电感L_r串联在第一逆变器的输出端，电感L_k与高频变压器的原边串联后，与电容C_r并联；高频变压器的副边依次连接整流电路、直流滤波电路和第二逆变器；所述LCL滤波器连接在第二逆变器的输出端；LCL滤波器包括由电感L_f、电容C_f、和电感L_G构成的T型电路，电感L_f串联在第二逆变器的输出端，电容C_f的输出端串联电感L_G后与电网电连接。

所述第一逆变器采用半桥逆变器，所述半桥逆变器包括MOS管S₁、MOS管S₂、电容C₁和电容C₂，所述MOS管S₁的源极与MOS管S₂的漏极通过节点A电连接；

所述MOS管S₁、MOS管S₂的漏极和源极之间还分别并联有各自的二极管，二极管的正极与对应MOS管的漏极电连接，负极与对应MOS管的源极电连接；电容C₁和电容C₂通过节点B串联后，并联在MOS管S₁的漏极和MOS管S₂的源极之间；电感L_r的输入端与节点A电连接，电容C_r与节点B电连接。

所述第二逆变器采用全桥逆变器。

所述整流电路采用全桥整流电路。

所述直流滤波电路由并联在整流电路输出端的直流滤波电容C_DC组成。

所述光伏阵列的输出端还并联有滤波电容C_in。

与现有技术相比，本发明所达到的有益效果：将LCL-T谐振网络应用于光伏高频链并网逆变器中，可有效抑制光伏组件输出电流中的低频电流纹波，保证并网电流质量不受电网电压中低次谐波的影响；使用电路结构较简单的LCL-T谐振网络替换复杂的谐振控制器，保证了控制的简单性，易于数字控制；输出端连接LCL-T型谐振网络的第一逆变器采用半桥逆变器，可实现所有MOS管的软开关，不需反并额外的恢复二极管，其体二极管即可保证系统稳定运行，从而降低系统成本。

附图说明

图1是本发明的电路图。

图2是半桥逆变器的驱动信号及输出电压波形。

图3是在满足Q＞1.07，占空比接近0.5时，半桥逆变器输出电压u_AB、电流i_Lr的波形。

图4是在满足Q＞1.07，占空比小于0.5时，半桥逆变器输出电压u_AB、电流i_Lr的波形。

图5是图1中u_G、i_rec、i_DC与U_DC的关系图。

图6是本发明的控制原理框图。

图7是光伏电池输出电压为134V，输出功率380W时，半桥逆变器的输出电压u_AB、电流i_Lr，变压器输入电流i_Lk、输出电压u_w2的波形。

图8是光伏电池输出电压为134V，输出功率380W时，开关周期内直流环节电压U_DC、半桥逆变器输入、输出电流I_in、i_Lr的波形。

图9是光伏电池输出电压为134V，输出功率380W时，工频周期内直流环节电压U_DC、半桥逆变器输入电流I_in、HFLI并网电流i_LG的波形。

图10是光伏电池输出功率为750W时，半桥逆变器的输出电压u_AB、电流i_Lr，变压器输入电流i_Lk、输出电压u_w2的波形。

图11是光伏电池输出功率为750W时，开关周期内直流环节电压U_DC、半桥逆变器输入、输出电流I_in、i_Lr的波形。

图12是光伏电池输出功率为750W时，工频周期内直流环节电压U_DC、半桥逆变器输入电流I_in、HFLI并网电流i_LG的波形。

图13是本发明的效率曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

如图1所示，具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，包括第一逆变器、LCL-T型谐振网络、高频变压器、整流电路、直流滤波电路、第二逆变器和LCL滤波器。

光伏阵列的输出端并联滤波电容C_in后，与第一逆变器的输入端电连接，第一逆变器的输出端连接LCL-T型谐振网络。

LCL-T型谐振网络包括由电感L_r、电容C_r和电感L_k构成的T型电路。电感L_r串联在第一逆变器的输出端，电感L_k与高频变压器的原边串联后，与电容C_r并联。

高频变压器的副边依次连接整流电路、直流滤波电路和第二逆变器；LCL滤波器连接在第二逆变器的输出端。

整流电路采用全桥整流电路，由二极管D1、D2、D3、D4组成。

直流滤波电路由并联在整流电路输出端的直流滤波电容C_DC组成。

第二逆变器采用全桥逆变器，由4个MOS管S3、S4、S5、S6和并联在各MOS管的源极和漏极之间的二极管组成。

LCL滤波器包括由电感L_f、电容C_f、和电感L_G构成的T型电路，电感L_f串联在第二逆变器的输出端，电容C_f的输出端串联电感L_G后与电网电连接。

第一逆变器采用半桥逆变器，半桥逆变器包括MOS管S₁、MOS管S₂、电容C₁和电容C₂。MOS管S₁的源极与MOS管S₂的漏极通过节点A电连接；MOS管S₁、MOS管S₂的漏极和源极之间还分别并联有各自的二极管，二极管的正极与对应MOS管的漏极电连接，负极与对应MOS管的源极电连接。电容C₁和电容C₂通过节点B串联后，并联在MOS管S₁的漏极和MOS管S₂的源极之间。电感L_r的输入端与节点A电连接，电容C_r与节点B电连接。

本发明工作时，光伏阵列输出的电信号经滤波电容C_in滤波后传输至半桥逆变器，经半桥逆变器得到高频交流电压信号，再经LCL-T型谐振网络滤除低次谐波，然后送入高频变压器调压、整流电路整流、直流滤波电容C_DC滤波得到输出电流恒定的直流电，最后再经过全桥逆变器、LCL滤波器输出高质量的交流信号并入电网。

LCL-T型谐振网络作为能量缓冲元件，对于应用于光伏发电系统变换器而言，一定需要具备输出功率调节能力(对LCL-T谐振网络而言，即需要调节其输出电流)，前级的第一逆变器可采用移相全桥或不对称半桥，由于缓冲元件为LCL-T的移相全桥电路特性与单电感情况不一致，因此只有部分MOS管能实现软开关；缓冲元件为LCL-T的不对称半桥电路在参数设计设计合理的情况下，可实现所有MOS管的软开关。

图1所示电路为一隔离的谐振DC/DC变换器+单相工频并网逆变器，DC/DC变换器控制不对称半桥逆变器的占空比，其S₁、S₂的驱动信号如图2所示。定义不对称半桥的占空比为

$D=\frac{t_1}{t_2}=\frac{t_{\mathrm{on}1}}{T_s}---\left(1\right)$

式中，t_on1为MOS管S₁开通的时间，T_s为DC/DC变换器的开关周期，D范围为0～0.5。稳态情况下，电容C₁与C₂上电压自动按照占空比的大小进行分配，从而保证电压u_AB不含直流分量，

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{C1}=(1-D)U_{\mathrm{PV}}\\ u_{C2}=D{U}_{\mathrm{PV}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

电压u_AB作为LCL-T谐振网络的输入电压，如果半桥逆变器的工作频率等于LCL-T谐振网络的谐振频率，则谐振网络的输出电流恒定，i_Lk再经整流得到输出电流恒定的直流电流，维持DC/DC变换器输出电压恒定。则不管DC/DC变换器的负载特性如何，DC/DC变换器输入侧的功率恒定，即能保证输入电流中不含有低频纹波。

DC/DC变换器后级单相逆变器采用单极性倍频SPWM调制策略，保证LCL滤波器的轻量化和低损耗。

下面结合说明书附图、设计实例对本发明的电路参数设计、控制策略和验证结果做进一步详细解释说明。

一、电路参数设计

令图1中LCL-T网络的谐振频率ω_r等于其输入电源u_AB工作频率，并且令

L_r＝L_k   (3)则

${\mathrm{\ω}}_r=\sqrt{1/L_r{C}_r}---\left(4\right)$

则LCL-T谐振网络的输入、输出电压与电流关系为

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{AB}}\\ i_{\mathrm{Lr}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& j{Z}_r\\ j/Z_r& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{W1}\\ i_{\mathrm{Lk}}\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中

$Z_r=\sqrt{L_r/C_r}---\left(6\right)$

Z_r为特征阻抗。可以看出导抗网络的输出电流i_Lk与输入电压u_AB严格的呈现线性关系，并且相位滞后90°，也就是说，电流i_p的大小与后面所接负载大小无关。因此输入电压源经过导抗网络后变成了幅值成比例、相位滞后90°的输出高频交流电流源。定义谐振网络的品质因数Q为

$Q=\frac{{\mathrm{\ω}}_r{L}_r}{n^2{R}_{\mathrm{DC}}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_r{L}_r{I}_{\mathrm{DC}}}{n^2{U}_{\mathrm{DC}}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_r{L}_r{P}_{\mathrm{PV}}}{n^2{U^2}_{\mathrm{DC}}}---\left(7\right)$

其中，U_DC、I_DC、R_DC分别为谐振DC/DC变换器的输出电压、输出电流平均值、等效输出负载，P_PV为光伏电池输出功率，n＝N_W1/N_W2，为高频变压器变比。

图1所示半桥逆变器的输出电压和输出电流的情况有4种，在满足

Q>1.07   (8)

时，半桥逆变器输出电压和电流关系如图3、图4所示。如图3所示，在占空比接近0.5的情况下，半桥逆变器输出电流i_Lr基本正负对称；在占空比远小于0.5时，电流i_Lr正负不对称，如图4所示，其中在电压u_AB为负时，虽然电流i_Lr正负变化三次，但器件换流只在MOS管与其对应的反并二极管之间进行，为零电压、零电流开关，无损耗产生。按照图2所示MOS管换流前保证其反并二极管先导通，可实现MOS管的零电压、零电流开通，因此对MOSFET而言不需反并额外的快恢复二极管，其体二极管就可以保证系统稳定运行，从而降低系统成本。

根据式(5)，得

$I_{\mathrm{Lk}}=\frac{U_{\mathrm{AB}}}{Z_r}=\frac{\sqrt{2}{U}_{\mathrm{PV}}}{\mathrm{\π}{Z}_r}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)---\left(9\right)$

式中，I_Lk与U_AB分别为对应电压、电流的有效值。电流i_Lk经变压器、整流电路后滤波，得到平滑的直流电。由于稳态情况下，电容电压基本维持稳定，因此输出电流i_DC的平均值I_DC等于整流器输出电流i_rec的平均值I_rec。

i_rec＝n|i_Lk|   (10)

$I_{\mathrm{DC}}=I_{\mathrm{rec}}=\frac{2\sqrt{2}}{\mathrm{\π}}n{I}_{\mathrm{Lk}}=\frac{4n{U}_{\mathrm{PV}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)---\left(11\right)$

则光伏组件输出功率为

$P_{\mathrm{PV}}=U_{\mathrm{DC}}{I}_{\mathrm{DC}}=\frac{4n{U}_{\mathrm{PV}}{U}_{\mathrm{DC}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)---\left(12\right)$

在占空比D为0.5时，光伏电池输出最大功率，根据光伏组件输出功率确定特征阻抗Z_r

$Z_r=\frac{4n{U}_{\mathrm{PV}}{U}_{\mathrm{DC}}}{{\mathrm{\π}}^2{P}_{\mathrm{PV}\max }}---\left(13\right)$

最后根据确定的开关频率和式(4)和(6)确定LCL-T谐振元件L_r与C_r的大小。再根据所求L_r与C_r判断是否满足式(7)。

电网侧LCL滤波器中，电容C_f中流过的基波分量非常小，可近似认为i_Lf与i_LG近似相等，令稳态下电网电压与电流分别为

$u_G=\sqrt{2}{U}_G\sin \left({\mathrm{\ω}}_{G}t\right)---\left(14\right)$

$i_{\mathrm{LG}}=\sqrt{2}{I}_{\mathrm{LG}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{G}t\right)---\left(15\right)$

如果逆变器采用单极性调制策略，则在一个开关周期内电流i_DC与i_LG的关系为

$i_{\mathrm{DC}}=\frac{\left|u_G\right|}{u_{\mathrm{DC}}}\left|i_{\mathrm{LG}}\right|=D_G\left|i_{\mathrm{LG}}\right|---\left(16\right)$

式中，D_G为工频逆变器的调制比。根据电网侧功率也等于P_PV，则电网侧电流有效值

$I_{\mathrm{LG}}=\frac{U_{\mathrm{PV}}}{U_G}=\frac{4n{U}_{\mathrm{PV}}{U}_{\mathrm{DC}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r{U}_G}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)---\left(17\right)$

根据(16)、(17)，得到整个工频周期内谐振变换器输出侧电流i_DC

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{DC}}=D_G\left|\sqrt{2}\frac{U_{\mathrm{PV}}}{U_G}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{G}t\right)\right|\\ =\frac{\left|\sqrt{2}{U}_G\sin \left({\mathrm{\ω}}_{G}t\right)\right|}{U_{\mathrm{DC}}}\left|\sqrt{2}\frac{4n{U}_{\mathrm{PV}}{U}_{\mathrm{DC}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r{U}_G}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{G}t\right)\right|\\ =\frac{8n{U}_{\mathrm{PV}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r}\sin \left(\mathrm{\πD}\right){\sin }^2\left({\mathrm{\ω}}_{G}t\right)\end{array}---\left(18\right)$

对于直流输出滤波电容C_DC，其充电电流为i_rec受制于LCL-T的恒流源特性，为一恒定直流电流，由式(10)确定其大小；其放电电流为i_DC，受制于电网输出电流，存在非常大的低频成分，由式(19)决定。u_G、i_rec、i_DC与U_DC的关系如图5所示。需要说明的是，图5中电流的波形都是在开关周期内的平均值。

从图5可以看出，电流i_rec与i_DC的瞬时差值造成直流滤波电容电压的波动ΔU_DC，其值为

$\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_G{C}_{\mathrm{DC}}}{\∫}_{0.25\mathrm{\π}}^{0.75\mathrm{\π}}(i_{\mathrm{rec}}-I_{\mathrm{DC}})d\left({\mathrm{\ω}}_{G}t\right)\\ =\frac{4n{U}_{\mathrm{PV}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r{\mathrm{\ω}}_G{C}_{\mathrm{DC}}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)\end{array}---\left(19\right)$

因此，直流电压U_DC的最大值与最小值分别为

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{DC}\max }=U_{\mathrm{DC}}+\frac{\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{DC}}}{2}=U_{\mathrm{DC}}+\frac{2n{U}_{\mathrm{PV}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r{\mathrm{\ω}}_G{C}_{\mathrm{DC}}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)\\ U_{\mathrm{DC}\min }=U_{\mathrm{DC}}-\frac{\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{DC}}}{2}=U_{\mathrm{DC}}-\frac{2n{U}_{\mathrm{PV}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r{\mathrm{\ω}}_G{C}_{\mathrm{DC}}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)\end{array}\right.---\left(20\right)$

根据式(3)，LCL-T谐振网络的输入电流i_Lr受控于其输出电压，即变压器原边电压u_W1，而该电压幅值由谐振变换器直流输出电压U_DC决定，因此U_DC的波动造成u_W1的波动，进而造成i_Lr与I_in的低频波动。光伏电池输出侧的功率仍满足式(12)，即

$I_{\mathrm{in}}=\frac{P_{\mathrm{PV}}}{U_{\mathrm{PV}}}=\frac{4n{U}_{\mathrm{DC}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)---\left(21\right)$

可以看出，I_in随U_DC的变化而变化，一般情况下需要保证电压U_DC的平滑，因此I_in也较平滑，所含低频分量比较小，如果再考虑到光伏电池所含有较大的内阻，因此实际光伏电池输出电流中基本不含低频分量。如果规定电流I_in的低频分量不允许超过α，则

$\mathrm{\α}\≥\frac{\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{in}}}{2I_{\mathrm{in}}}=\frac{\mathrm{\Δ}{U}_{\mathrm{DC}}}{2U_{\mathrm{DC}}}=\frac{2n{U}_{\mathrm{PV}}}{{\mathrm{\π}}^2{Z}_r{\mathrm{\ω}}_G{U}_{\mathrm{DC}}{C}_{\mathrm{DC}}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)---\left(22\right)$

由(20)确定直流滤波电容的大小。

$C_{\mathrm{DC}}\≥\frac{2n{U}_{\mathrm{PV}}}{{\mathrm{\α\π}}^2{Z}_r{\mathrm{\ω}}_G{U}_{\mathrm{DC}}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)---\left(23\right)$

在保证电流I_in中的低频成分小于规定之后，光伏电池输出侧滤波电容和半桥分压电容的充放电流在在开关周期内基本平衡，因此只需要较小容量的电容即可。

根据式(7)、(12)，得

$Q=\frac{4U_{\mathrm{PV}}}{n{\mathrm{\π}}^2{U}_{\mathrm{DC}}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)---\left(24\right)$

设计实例：4块光伏电池串联，单块电池最大功率点电压、电流分别为36V，5.56A，规定变换器输入电流低频纹波不允许超过其平均电流的5％；电网参数：110VAC/50Hz。设计步骤如下：

①确定电路谐振DC/DC变换器工作频率50kHz，为减小开关损耗，定工频逆变器开关频率为10kHz；

②根据电网电压，并考虑到谐振DC/DC变换器输出电压的波动性，确定DC/DC变换器输出电压等于200V；

③根据光伏电池参数，最大功率点电压为144V；根据式(24)，变压器的变比应小于0.26，取n＝0.25；

④根据光伏电池的最大功率点，确定变换器最大输出功率为800W，根据式(12)，求得Z_r＝3.55；

⑤根据式(4)、(6)求得L_r＝10.8μH，C_r＝0.94μF；

⑥根据式(23)，得C_DC必须大于637μF才能保证输入直流侧电流波动不超过平均值的5％。

二、控制策略

本发明所提HPLI的一个最大特点是仅通过电路特性就能实现输入直流侧低频电流纹波的抑制，而不需要通过复杂的谐振控制器，便于数字化控制。其基本的控制原理框图如图6所示。控制策略分两部分，一部分是对前级LCL-T谐振DC/DC变换器的控制，主要实现对光伏电池的MPPT；另一部分是为了维持DC/DC变换器输出电压在一个合理的水平，并且实现高质量的并网。DC/DC变换器实现最大功率点跟踪采用电导增量法，扰动量为光伏电池输出电压，并通过闭环调节DC/DC变换器的占空比；并网电流质量控制采用逆变器侧电流反馈的LCL并网逆变器+电网电压前馈控制策略，保证并网电流质量不受电网电压中低次谐波的影响。并网逆变器的控制中，直流电压环输出并网电流的幅值信号I^* _G，其相位基准信号i_Gr由锁相环得到，两者相乘得到并网基准电流信号。图6中，G_ff1与G_ff2为电网电压前馈控制的传递函数。可以看出，图6所示的HFLI的控制策略与正常情况下未考虑输入侧LFCR的控制策略类似，未采用复杂的谐振控制器，保证了控制的简单性，并且易于数字控制。

三、实验验证

为验证理论分析的正确性，建立了图1所示电路的实验样机，样机中采用元件型号及具体参数如表1所示。由于光伏电池自身特性，在不同输出功率情况下的电压会存在一定波动120-144V，电压低时输出功率小，输出电压高时，光伏电池输出功率高。

表1：逆变器的关键参数及相关元件型号

图7至图9给出了光伏电池输出电压为134V，输出功率380W时，HFLI的电压、电流波形。图7给出了不对称半桥逆变器的输出电压、电流，变压器电压、电流的波形。由于光伏电池输出功率小于额定值，半桥逆变器占空比D工作于较小值，并实现较小的输出电压u_AB，根据式(5)，从而得到较小的变压器输入侧电流i_Lk；变压器副边电流的极性决定了整流电路中D1-D4二极管的通断，因此二极管D1-D4不存在反向恢复问题。图8为开关周期内直流环节电压U_DC、半桥逆变器输入、输出电流I_in、i_Lr，由于半桥电容的滤波效果，电流I_in、i_Lr在瞬时值上存在一定的差异；电压U_DC在开关周期范围内保持平滑。图9为工频周期内直流环节电压U_DC、半桥逆变器输入电流I_in、HFLI并网电流i_LG的波形，由于滤波电容C_DC的输入侧电流i_rec即为LCL-T谐振网络输出电流经整流电路后所得，因此其中基本不含低频电流脉动分量，而滤波电容C_DC的输出侧电流i_DC受后级单极性并网逆变器并网电流的控制，按照式(18)所示表达式变化，呈低频波动，频率为100Hz，因此i_rec与i_DC的差异造成了电容C_DC电压的变化；根据式(21)，电压U_DC的波动导致了电流I_in的波动。图9中电流I_in的波形为经过二阶低通滤波器后得到，其截至频率为5kHz，阻尼系数为0.707，对100Hz处的信号衰减可忽略。

图10至图12，为光伏电池输出功率为750W时，与图7至图9对应的电压、电流波形。比较两种输出功率下的电压u_AB，电流i_Lr，可以看出，在轻载时，MOS管S2不能实现零电压开通，对应的变换器效率也较低，具体数据如图13所示，其原因是轻载时谐振网络的品质因数Q没有达到式(8)要求；而图10至图12中，负载电流增加，Q值满足了式(8)要求，电压u_AB相位稍超前电流i_Lr，MOS管S1与S2都可实现零电压开通。由图12可以看出，由于功率增大，i_rec与i_DC的差异进一步增加，导致电压U_DC和电流I_in的波动变大，通过设计合理的电容值C_DC，电流I_in的波动范围可控制在合理的范围。

图13为本文所提HFLI的效率曲线，可以看出，由于在轻载时，半桥MOS管S2未能实现零电压开通，并且有一部分能量需要回馈到输入电源侧(根据图7中的u_AB与i_Lr波形，或图8中的I_in波形)，因此其效率不高；随着变换器处理功率的增加，半桥逆变器交流侧功率因数接近于1，基本不存在能量回馈到输入直流侧，且半桥逆变器中S1、S2MOS管实现零电压开关(根据i_Lr相位滞后于u_AB)，因此系统最高效率接近于0.92。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，其特征在于，包括第一逆变器、LCL-T型谐振网络、高频变压器、整流电路、直流滤波电路、第二逆变器和LCL滤波器；

所述第一逆变器的输入端连接光伏阵列，输出端连接LCL-T型谐振网络；所述LCL-T型谐振网络包括由电感(L_r)、电容(C_r)和电感(L_k)构成的T型电路，电感(L_r)串联在第一逆变器的输出端，电感(L_k)与高频变压器的原边串联后，与电容(C_r)并联；

高频变压器的副边依次连接整流电路、直流滤波电路和第二逆变器；所述LCL滤波器连接在第二逆变器的输出端；LCL滤波器包括由电感(L_f)、电容(C_f)、和电感(L_G)构成的T型电路，电感(L_f)串联在第二逆变器的输出端，电容(C_f)的输出端串联电感(L_G)后与电网电连接。

2.根据权利要求1所述的具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，其特征在于，所述第一逆变器采用半桥逆变器，所述半桥逆变器包括MOS管(S₁)、MOS管(S₂)、电容(C₁)和电容(C₂)，所述MOS管(S₁)的源极与MOS管(S₂)的漏极通过节点(A)电连接；

所述MOS管(S₁)、MOS管(S₂)的漏极和源极之间还分别并联有各自的二极管，二极管的正极与对应MOS管的漏极电连接，负极与对应MOS管的源极电连接；电容(C₁)和电容(C₂)通过节点(B)串联后，并联在MOS管(S₁)的漏极和MOS管(S₂)的源极之间；电感(L_r)的输入端与节点(A)电连接，电容(C_r)与节点(B)电连接。

3.根据权利要求2所述的具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，其特征在于，所述第二逆变器采用全桥逆变器。

4.根据权利要求3所述的具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，其特征在于，所述整流电路采用全桥整流电路。

5.根据权利要求1所述的具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，其特征在于，所述直流滤波电路由并联在整流电路输出端的直流滤波电容(C_DC)组成。

6.根据权利要求1所述的具有输入低频电流纹波抑制功能的光伏高频链并网逆变器，其特征在于，所述光伏阵列的输出端还并联有滤波电容(C_in)。