CN102437772B - 高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公布了一种高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置。包括三角载波发生器I、比较器I、反相器I、减法器、并网电流闭环调节器、三角载波发生器II、比较器II、微分电路、延时电路III、RS触发器II、异或门电路、反相器II、与门电路I、延时电路I、与门电路II、延时电路II、RS触发器I以及死区生成电路。本发明通过闭环反馈电网电流适时调整占空比得到高质量的并网电流，克服了传统双极性调制的高频脉冲交流环节逆变器在并网电流过零时刻发生畸变的现象，得到了高质量的并网电流。具有两级功率变换、变换效率高、体积小、重量轻的优点，克服了光伏电池对地寄生电容产生的共模电流的影响，适用于光伏发电并网系统。

Description

高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置
技术领域
本发明涉及一种高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置，属于电力电子控制技术领域。
背景技术
由于化石能源的短缺和越来越高的价格，新能源发电技术受到人们的广泛重视。整个新能源发电系统的电路结构对于系统的重量、体积、成本以及效率都会产生至关重要的影响。对于像光伏电池、燃料电池这样的以直流输入的发电系统而言，通常的并网发电装置结构有：①单级式非隔离型并网逆变器(DC/AC)；②直-直变换器(DC/DC)+逆变器(DC/AC)+工频变压器；③高频隔离的直-直变换器(DC/DC)+逆变器(DC/AC)；④高频脉冲交流环节逆变器。第一种结构最简单，成本最低，但是单级逆变器需要承担如最大功率点跟踪和并网电流波形控制的任务；而且，由于输入端的电压变化范围非常大，对逆变器的器件选择和滤波器的设计提出了更高的要求；此外，由于系统无隔离变压器，系统存在共模电流和并网电流的直流分量，虽然针对这两个问题提出了相应的控制策略，但是由于系统寄生参数的不确定性，造成此类问题不能完全消除。第二种结构采用了工频变压器，虽然实现了并网系统与电网之间的电气隔离，但是其体积、重量以及成本大大增加。第三种结构采用高频变压器隔离并网系统与电网，但是其电力变换的级数共有3级，这影响了系统的并网效率；第四种结构采用逆变器(DC/AC)+高频隔离变压器+交-交(AC/AC)周波变换器的结构，只有两级电力变换，其效率相对较高，而且相对于第三种电路结构省去了直-直(DC/DC)变换器的LC滤波器，节省了系统的成本，关键的是其中的隔离变压器工作在高频状态，其体积和重量都非常的小。
常用的单相高频脉冲交流环节逆变器的主电路如图1所示，该逆变器由光伏电池供电，开关管S1～S4构成了桥式逆变器，其输出接高频隔离变压器，变压器的副边与由开关管S5～S8构成的周波变换器连接，在周波变换器与电网之间接滤波电感，实现高频脉冲交流交流环节逆变器的并网。单相高频脉冲交流环节逆变器常用的调制方式有单极性调制方式与双极性调制方式，其各自的输出电压原理波形图分别如图2和图3所示。从图2所示单极性调制方式的电压原理波形图可以看出正弦调制在由S1～S4构成的逆变器中进行，而图3所示双极性调制方式的电压原理波形图可以看出正弦调制在由S5～S8构成的周波变换器中进行。
目前越来越多的新能源发电系统中配置储能装置，如蓄电池和超级电容，在电网故障与太阳能电池不发电时给本地的关键负载提供不间断的电源，这些储能装置在新能源发电系统中安装的位置直接关系到系统电能变换的效率。对于图1所示的光伏发电并网系统，如果储能装置及其充放电变换器接在光伏电池侧，则会引起在电网故障时变换效率低，因为储能装置到交流侧的关键负载有3级功率变换；如果储能装置及其充放电变换器接在电网侧，那么白天光照充足时储能装置充电的效率低，因为光伏电池到储能装置也有3级功率变换；因此储能装置及其充放电变换器接在图1中的变压器原边是个较好的选择。由图2所示单极性调制方式的电压原理波形图可以看出，变压器原边电压为脉宽变化的交流电，将该电压作为储能装置充放电变换器的输入电压会产生一些不良影响：①如果将S1～S4组成的逆变器与充放电变换器看成一个整体，则光伏电池的直流电压利用率很低；②此外储能装置充放电变换器的输入电压在整流为直流电压后，其中含有较大的低频纹波成份，这对充电器的控制提出了很高的要求，且对储能装置特性造成不利影响。因此双极性调制的高频脉冲交流环节逆变器能够解决上述问题。
从图3可以看出，虽然双极性调制的高频脉冲交流环节逆变器在变压器的原边得到定频定宽的高频脉冲交流电，但是现有的双极性调制方式需要引入对滤波电感电流极性的检测，而滤波电感电流在一个开关周期内变化很大，在由正变负或者由负变正的过程中极性会出现反复变化，而且电感电流检测量易受电磁干扰，这对其极性的判断增添了难度。因此双极性调制的高频脉冲交流环节逆变器在电感电流极性变化的过程中，其输出电压波形极易发生畸变，给并网电流中引入了较大的低次谐波分量。
因此需要找到一种适合光伏发电的高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置，这对于有效提高逆变器并网电流的质量，提高电能利用率和降低电磁干扰有积极的作用，并对新能源产业的发展产生推动作用。
发明内容
本发明的目的是克服现有的高频脉冲交流环节逆变器双极性调制策略需要引入滤波电感电流极性参与控制的缺点，使高频脉冲交流环节逆变器适用于带储能装置的新能源发电系统，改善高频脉冲交流环节逆变器并网电流的质量。
本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：
本发明实现高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制，其特征在于：这种控制装置是由三角载波发生器I、比较器I、反相器I、死区生成电路I、减法器、并网电流闭环调节器、比较器II、三角载波发生器II、微分电路、延时电路III、RS触发器II、异或门电路、反相器II、死区生成电路II、与门电路I、延时电路I、与门电路II、延时电路II、RS触发器I以及死区生成电路III构成。三角载波发生器I的输出端信号(uc1)与比较器I反相输入端连接，比较器I的同相输入端与零电压连接，反相器I的输入端与比较器I的输出端连接，比较器I的输出端信号(uS11)与死区生成电路I的输入端1连接，反相器I的输出端信号(uS22)与死区生成电路I的输入端2连接，死区生成电路I的输出端3和输出端4的输出信号作为逆变器主电路中开关管S1和S2的驱动信号；减法器的正输入端与电网同相位的电流基准信号(iref)连接，减法器的负输入端与逆变器的输出电流反馈信号(iLf)连接，并网电流调节器的输入端与减法器的输出端信号(ue)连接，比较器II的同相输入端与三角载波发生器II的输出端信号(uc2)连接，比较器II的反相输入端与并网电流调节器的输出端信号(ur)连接，微分电路的输入端与比较器II的输出信号(up)连接，延时电路III的输入端与比较器II的输出端信号(up)连接，RS触发器II的S输入端与微分电路的输出端信号(uw)连接，RS触发器II的R输入端与延时电路III的输出端信号(uy)连接；异或门电路的两个输入端分别与比较器I的输出端信号(uS11)和RS触发器II的输出端信号(uk)连接，反相器II的输入端与异或门电路输出端信号(uS44)连接，反相器II的输出端信号(uS33)与死区生成电路II的输入端1连接，异或门电路的输出端信号(uS44)与死区生成电路II的输入端2连接，死区生成电路II的输出端3和输出端4的输出信号作为逆变器主电路中开关管S3和S4的驱动信号；与门电路I的两个输入端分别与反相器I的输出端信号(uS22)和RS触发器II的输出端信号(uk)连接，与门电路I的输出信号(uk2)与延时电路I的输入端连接，与门电路II的两个输入端分别与比较器I的输出端信号(uS11)和RS触发器II的输出端信号(uk)连接，与门电路II的输出信号(uk1)与延时电路II的输入端连接，RS触发器I的S输入端和R输入端分别与延时电路I的输出端信号(u′k2)和延时电路II的输出端信号(u′k1)连接，RS触发器I的两个输出端Q和
Figure BDA0000129078260000031
分别与死区生成电路III的输入端1和输入端2连接，死区生成电路III的输出端3作为逆变器主电路中开关管S5和S6的驱动信号，死区生成电路III的输出端4作为逆变器主电路中开关管S7和S8的驱动信号。
三角载波发生器I输出信号(uc1)的频率时三角载波发生器I输出信号(uc2)频率的一半，且保持同步。
逆变器主电路中开关管S5、S6与S7、S8的换流过程需要一段重叠时间，要保证这段时间内逆变器变压器输出电压等于零，通过RS触发器II输出的窄脉冲(uk)来控制变压器原边的逆变器输出电压为零，保证S5、S6与S7、S8的换流过程中逆变器主电路变压器输出电压为零。
死区生成电路I和死区生成电路II在死区时间输出两路信号都为低电平，而死区生成电路III在死区时间输出两路信号都为高电平。
本发明克服现有的高频脉冲交流环节逆变器双极性调制策略需要引入滤波电感电流极性参与控制的缺点，改善了高频脉冲交流环节逆变器并网电流的质量，并使高频脉冲交流环节逆变器适用于带储能装置的新能源发电系统，为新能源发电技术，特别是光伏并网发电技术提供了合理的解决方案。
附图说明
图1：单相高频脉冲交流交流环节逆变器主电路；
图1中符号名称：VD——光伏电池防反二极管；S1～S4——桥式逆变器开关管；VD1～VD4——S1～S4的体二极管；C1～C4——S1～S4的结电容；T——高频隔离变压器；W1——高频隔离变压器的原边绕组；W2——高频隔离变压器的第一副边绕组；W3——高频隔离变压器的第二副边绕组；i1——高频隔离变压器的原边绕组电流；i2——高频隔离变压器的第一副边绕组电流；i3——高频隔离变压器的第二副边绕组电流；uW1——高频隔离变压器的原边绕组电压；uW2——高频隔离变压器的第一副边绕组电压；uW3——高频隔离变压器的第二副边绕组电压；S5～S8——周波变换器开关管；VD5～VD8——S5～S8的体二极管；L——滤波电感；ut——高频脉冲交流环节逆变器输出电压；uG——电网电压；
图2：高频脉冲交流环节逆变器采用单极性调制方式的电压原理波形图；
图3：高频脉冲交流环节逆变器采用传统双极性调制方式的电压原理波形图；
图4：本发明所提高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置；
图4中主要符号名称：uC1——三角载波I电压；iref——逆变器并网电流基准值；iLf——逆变器并网电流反馈值；ue——误差电压；uC2——三角载波II电压；uk——窄脉冲；uS1～uS8——开关管S1～S8的驱动信号；
图5：本发明所提的双极性调制控制装置控制下的电压原理波形图；
图6：减法器及并网电流调节器电路；
图7：微分电路；
图8：延时电路；
图9：死区生成电路I、II电路图；
图10：死区生成电路III电路图；
图11：本发明控制装置在滤波电感电流大于0时一个开关周期内主要波形图；
图12：本发明控制装置在滤波电感电流大于0时主电路模态0的工作原理图；
图13：本发明控制装置在滤波电感电流大于0时主电路模态1的工作原理图；
图14：本发明控制装置在滤波电感电流大于0时主电路模态2的工作原理图；
图15：本发明控制装置在滤波电感电流大于0时主电路模态3的工作原理图；
图16：本发明控制装置在滤波电感电流大于0时主电路模态4的工作原理图；
图17：本发明控制装置在滤波电感电流大于0时主电路模态5的工作原理图；
图18：本发明控制装置在滤波电感电流大于0时主电路模态6的工作原理图。
具体实施方式
下面结合附图对发明的高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置进行详细的说明。
附图4和附图5分别为本发明所提的高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置及其对应逆变器主电路的电压原理波形图。由图4可知，高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置包含三角载波发生器I、比较器I、反相器I、死区生成电路I、减法器、并网电流闭环调节器、三角载波发生器II、微分电路、延时电路III、RS触发器II、异或门电路、反相器II、死区生成电路II、与门电路I、延时电路I、与门电路II、延时电路II、RS触发器I以及死区生成电路III。
从图5所示的逆变器主电路的电压原理波形图可以看出，载波发生器I产生的载波1与载波发生器II产生的载波2保持同步，载波2的频率为载波1频率的两倍。调制波1为零电压，调制波1与载波1的交截输出信号控制逆变器主电路中的开关管S1和S2。
为保证主电路中变压器副边的周波变换器在换流过程中安全运行，则变压器的输出端电压必须保证为零，要实现这一目的必须对变压器前级电路进行控制。实现这一目的的方案是：在载波2刚大于调制波2的时刻，产生一窄脉冲uk，在窄脉冲uk为高电平的时间内，通过改变开关管S3与S4的开关状态使作用于变压器的电压等于零。窄脉冲uk的实现方法是：在载波2刚大于调制波2的时刻，比较器II输出信号up为高电平，信号up经过微分电路输出一极窄的高电平uw，将uw信号连接至与RS触发器II的置位端S，则RS触发器II输出被置位，即uk变为高电平；紧接着由延时电路III将信号up延时一段时间后变为信号uy，信号uy连接至与RS触发器II的置位端R，当延时信号uy变为高电平时，uk变为低电平。延时电路的参数决定了窄脉冲uk的具体宽度。信号uk与开关管S1的驱动信号进行异或运算，再经过反相器就能得到开关管S3和S4的驱动信号。经过上述信号处理，在载波2刚大于调制波2的时刻，即变压器副边的周波变换器需要换流的时刻，作用于变压器的波形等于零，具体的波形如图5中的uW1。
附图4中与门电路I和与门电路II实现的功能是将窄脉冲信号uk进行二分频，分别得到信号uk1和信号uk2。延时电路I和延时电路II实现的功能是将信号uk1和信号uk2延时窄脉冲uk宽度一半的时间，分别用延时后的信号u′k1和u′k2作为RS触发器I的置位端与复位端的输入信号。按照上述步骤，RS触发器II的输出信号经过死区电路处理后就可得到周波变换器中开关管的驱动信号。
依照上面阐述的高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置的处理，最终逆变器输出的电压为双极性的SPWM波，波形如图5中的ut所示。
本发明高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置示意图中，减法器与电网电流调节器电路、微分电路、延时电路、死区生成电路I、II和死区生成电路III分别如图6、7、8、9和图10所示。图6中，运放IC1将iref反向，运放IC2实现加法与PI调节功能，最终运放IC2的输出为正弦调制波ur。图7为微分电路，在输入从低电平变为高电平后，微分电路输出一极窄的脉冲，这一脉冲使RS触发器II置位。图8为延时电路，图4中的延时电路I、II、III都采用此电路，图中IC3为比较器，在R10与C2固定的情况下，通过调节电位计RP0来调节延时时间的长短。图9为开关管S1、S2以及S3、S4的死区设定电路，具体的死去时间通过R11、C3、R12、C4进行设定，图中芯片IC4～IC7都是反相器，死区时间时，开关管的驱动信号都为低电平。图9为开关管S5、S6与S7、S8的死区设定电路，由于S5、S6与S7、S8之间的死区时间内需要重叠导通，因此每条信号的通路中仅有一个反相器IC8(或IC9)。
高频脉冲交流环节逆变器在本发明的双极性调制控制装置作用下，电路的工作模态可以分为iL＞0与iL＜0，在iL＞0时一个开关周期内电路的电压波形原理图如图11所示，下面就iL＞0时一个开关周期内的工作过程做如下分析：
模态0[t0以前](配合图12所示)
t0时刻前，开关管S1、S4、S5、S6导通，周波变换器输出正电压，能量从直流支撑电容C流向电网。
模态1[t0～t1](配合图13所示)
t0时刻前，开关管S1、S4、S5、S6导通，周波变换器输出正电压，能量从直流支撑电容C流向电网。t0时刻，开关管S4截止，滤波电感L与开关管结电容C3、C4发生谐振，开关管S4端电压逐渐上升，S3端电压逐渐下降到零。
模态2[t1～t2](配合图14所示)
t1时刻，S3端电压下降到零，二极管VD3ZVS开通。变压器原、副边电压等于0。滤波电感中储存的能量传送给电网。
模态3[t2～t3](配合图15所示)
t2时刻，S7、S8开通，由于变压器原副边电压均为零，且由于变压器副边漏感的作用，因此开关管S7、S8均为ZCZVS开通。此后，S7、S8中基本没有电流流过，因此变压器原边电流不变。
模态4[t3～t4](配合图16所示)
t3时刻，开关管S5、S6ZVS关断，开关管S7、S8支路电流突然增大，变压器原边中电流流向发生改变，S1、VD3实现ZVS关断，VD1、S3实现ZVS开通。此后，滤波电感中储存的能量继续输送给电网。
模态5[t4～t5](配合图17所示)
t4时刻，开关管S3关断，滤波电感L与开关管结电容C3、C4发生谐振，开关管S4端电压逐渐下降，S3端电压逐渐上升。
模态6[t5～t7](配合图18所示)
t5时刻，S4端电压下降到零，二极管VD4ZVS开通。滤波电感中的能量一部分输送给电网，另一部分反馈给直流支撑电容C。t6时刻，开关管S1、S4驱动信号关闭，但在此时为二极管VD1和VD4导通，因此电路工作状态不变。t7时刻，开关管S2、S3导通，二极管VD1、VD4关断。t7时刻以后，开始下半个周期的工作，其工作过程与前半周期类似。
综上所述，本发明一种高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置适用于系能源发电系统的并网逆变器控制，由于逆变器主电路实现了高频电气隔离，消除了由于光伏电池对地寄生电容而引起的共模电流的影响，变压器原边电路为频率且脉宽固定的高频交流电，因此特别适用于带储能装置的光伏发电系统。本发明装置控制的高频脉冲交流环节逆变器具有并网电流质量好、可靠性高、两级功率变换、变换效率高等优点。

Claims (4)

1.一种高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置，其特征在于：这种控制装置是由三角载波发生器I、比较器I、反相器I、死区生成电路I、减法器、并网电流闭环调节器、三角载波发生器II、比较器II、微分电路、延时电路III、RS触发器II、异或门电路、反相器II、死区生成电路II、与门电路I、延时电路I、与门电路II、延时电路II、RS触发器I以及死区生成电路III构成；三角载波发生器I的输出端信号端与比较器I反相输入端连接，比较器I的同相输入端与零电压连接，反相器I的输入端与比较器I的输出端连接，比较器I的输出端与死区生成电路I的输入端1连接，反相器I的输出端与死区生成电路I的输入端2连接，死区生成电路I的输出端3和输出端4的输出信号作为逆变器主电路中开关管S1和S2的驱动信号；减法器的正输入端与电网同相位的电流基准信号（iref）连接，减法器的负输入端与逆变器的输出电流反馈信号（iLf）连接，并网电流调节器的输入端与减法器的输出端连接，比较器II的同相输入端与三角载波发生器II的输出端连接，比较器II的反相输入端与并网电流调节器的输出端连接，微分电路的输入端与比较器II的输出端连接，延时电路III的输入端与比较器II的输出端连接，RS触发器II的S输入端与微分电路的输出端连接，RS触发器II的R输入端与延时电路III的输出端连接；异或门电路的两个输入端分别与比较器I的输出端和RS触发器II的输出端连接，反相器II的输入端与异或门电路输出端连接，反相器II的输出端与死区生成电路II的输入端1连接，异或门电路的输出端与死区生成电路II的输入端2连接，死区生成电路II的输出端3和输出端4的输出信号作为逆变器主电路中开关管S3和S4的驱动信号；与门电路I的两个输入端分别与反相器I的输出端和RS触发器II的输出端连接，与门电路I的输出端与延时电路I的输入端连接，与门电路II的两个输入端分别与比较器I的输出端和RS触发器II的输出端连接，与门电路II的输出端与延时电路II的输入端连接，RS触发器的S输入端和R输入端分别与延时电路I的输出端和延时电路II的输出端连接，RS触发器I的两个输出端Q和
Figure FDA00003552621100011
分别与死区生成电路III的输入端1和输入端2连接，死区生成电路III的输出端3作为逆变器主电路中开关管S5和S6的驱动信号，死区生成电路III的输出端4作为逆变器主电路中开关管S7和S8的驱动信号。
2.根据权利要求1所述高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置，其特征在于电流基准信号（iref）保持与电网电压同频同相位，并将电流基准信号（iref）与逆变器的输出并网电流反馈信号（iLf）作差，将误差信号（ue）作为电流调节器的输入信号，电流调节器的输出信号就作为逆变器的正弦调制信号（ur）。
3.根据权利要求1所述高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置，其特征在于逆变器主电路中开关管S5、S6与S7、S8的换流过程需要一段重叠时间，以保证这段时间内逆变器变压器输出电压等于零，由RS触发器II输出的窄脉冲（uk）来实现S5、S6与S7、S8的换流过程中逆变器主电路变压器输出电压为零。
4.根据权利要求1所述高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置，其特征在于死区生成电路I和死区生成电路II在死区时间输出两路信号都为低电平，而死区生成电路III在死区时间输出两路信号都为高电平。
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