JP3178075B2 - 電力変換器の制御装置および電気車の制御装置 - Google Patents

電力変換器の制御装置および電気車の制御装置

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】直流を３以上の電位を有する交流
相電圧に変換する電力変換器の制御装置に係り、特に、
電力変換器を構成する素子のスイッチング制御の改良に
関する。
【０００２】
【従来の技術】ア ノベル アプローチ トゥー ザ
ゼネレーション アンド オプチミゼーション オブ
スリーレベル ピーダブリュエム ウエイブ フォーム
ス「ANovel approach to the Generation and Optimiza
tion of Three−level PWM Wave Forms」の１２５５頁
から１２６２頁に３レベルインバータの波形改善用とし
て、正負のパルス状電圧をゼロ電圧を介して交互に出力
するダイポーラ変調方式が提案されている。変調波のバ
イアスと振幅とが所定の関係となるようにすることによ
り出力波形を改善することができることが記載されてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術に記載された関係に基づいて、ダイポーラ変調を
施すと、直流側素子（直流電源側に接続された２つのス
イッチング素子）と、交流側素子（交流出力端子側に接
続された２つのスイッチング素子）とでは、スイッチン
グ素子に発生する損失が不均一となってしまうことが分
かった。この不均一さのため、直流側素子と交流側素子
との発熱分布が一様とならず、素子の冷却設計を発熱量
が大きな素子に合わせなければならなく、インバータ装
置が大型化してしまうという問題点があった。
【０００４】本発明の目的は、ダイポーラ変調手段を有
する３レベルインバータの主回路を構成するスイッチン
グ素子に発生する発熱分布を均等化して装置を小型化す
ることにある。
【０００５】
【０００６】さらに、本発明の別の目的は、ダイポーラ
変調手段を有する３レベルインバータを備えた電気車の
制御装置において、運転範囲を広げるような電気車の制
御装置を提供することにある。
【０００７】
【０００８】
【課題を解決するための手段】 上記目的を達成するた
め、直流をスイッチング手段の選択的スイッチングによ
り高電位，中間電位及び低電位の電位を有する交流相電
圧に変換する電力変換器であって、この電力変換器の交
流出力相電圧の半周期内の高電位と低電位を中間電位を
介して交互に出力するダイポーラ変調手段を備えた電力
変換器の制御装置において、交流出力相電圧の半周期に
含まれる中間電位の出力期間の合計よりも高電位及び低
電位のパルス幅の合計を大きくする手段を備えたもので
ある。
【０００９】上記別の目的は、電気車駆動用交流電動機
を上記記載の電力変換器の制御装置により駆動制御する
電気車の制御装置において、前記ダイポーラ変調手段は
前記電力変換器の出力周波数の基本波が数Ｈｚ以下の運
転で選択される手段を備えたことにより達成される。
【００１０】
【作用】直流側素子と交流側素子との発熱量が不均一な
原因は、交流側素子の方が直流側素子よりもオン期間が
長いため、交流側素子の方が直流側素子よりも約２から
３倍も通流電流が大きくなるためである。
【００１１】
【００１２】そこで、ダイポーラ変調領域において、交
流出力相電圧の半周期に含まれる中間電位の出力期間の
合計よりも高電位及び低電位のパルス幅の合計を大きく
する手段を設けることにより、各スイッチング素子のオ
ンオフのデューティーがほぼ等しくなり、各素子の通流
電流が均等化され、発熱量も均一化される。
【００１３】また、ダイポーラ変調手段を備えた３レベ
ルインバータを電気車の制御装置として用いると０電圧
からの起動をすることができる。この利点を生かしイン
バータの出力周波数の基本波が数Ｈｚ以下の運転を継続
して行う手段を備えたので、運転を良好に行うことがで
きる。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の概要を説明した後、一実施例
を図１から図９を用いて説明する。
【００１５】近年、直流電源の高電位点と低電位点のほ
かに、これら高電位点と低電位点の間の中間電位点を設
け、スイッチング素子群の選択的なオンオフによって高
電位点，低電位点または中間電位点の３レベルの電位を
選択的に交流端子（相電圧として）へ導出する３レベル
インバータ（直列多重インバータ、又はニュートラルポ
イントクランプドインバータともいう）と称されるイン
バータにより誘導電動機、特に、電気車駆動用誘導電動
機を動作させる技術が確立されつつある。
【００１６】この３レベルインバータの主な特長とし
て、ＰＷＭスイッチング周波数を見かけ上高められるた
め、高調波含有率の少ない交流出力を得ることができる
点、直流電圧源の分割により、スイッチング素子の印加
電圧を低減でき、スイッチング素子の低耐圧化を図れる
点などが挙げられる。
【００１７】この主回路基本構成（３相の場合）を図１
に示す。
【００１８】図１において、６０は直流電圧源である電
車線、６１，６２は直流電圧源６０の電圧から中間点Ｎ
（以下、中性点と呼ぶ）を作り出すため分割（分圧）し
たコンデンサ、７０〜７３，８０〜８３，９０〜９３は
還流用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチング
素子（この例ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ，トランジ
スタ等でも良い）、７４，７５，８４，８５，９４及び
９５はコンデンサの中性点電位を導出する補助整流素子
（クランプダイオード）である。また、負荷は誘導電動
機１０の場合を示した。
【００１９】それぞれの相毎に独立に動作可能であるス
イッチングアーム７〜９の基本的な動作を、スイッチン
グアーム７を例にとって説明する。
【００２０】コンデンサ６１，６２の電圧ｅd1，ｅd2を
完全平滑な直流電圧源として、ｅd1＝ｅd2＝Ｅd／２
（Ｅd：全直流電圧）とする。
【００２１】このとき、スイッチング素子７０〜７３を
表１に示すようにオン・オフ制御することにより、交流
出力端子ＵにＥd／２，０，−Ｅd／２の３レベルの出力
電圧ｅを得る。
【００２２】
【表１】
【００２３】Ｓ1〜Ｓ4及びＳはスイッチング素子７０〜
７３の導通状態を１，０，−１で表現するスイッチング
関数であり、次の関係をもつ。
【００２４】
【外１】
【００２５】これより、出力電圧ｅは、（数１）式で表
される。
【００２６】
【数１】
【００２７】ｅは大きさがＥd／２，０，−Ｅd／２のパ
ルス状電圧を組み合わせた波形となるが、一般には、ｅ
が正弦波に近づくようにＳをパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御する。ＰＷＭ制御装置はＳ1とＳ2を用意することによ
り、スイッチング素子の導通状態を決定することができ
る。
【００２８】なお、３レベルインバータの主回路の詳細
は特開昭51−47848 号公報、特開昭56−74088 号公報な
どに記載されている。
【００２９】以下、図２と図８を用いてインバータ出力
電圧指令とインバータ出力電圧及びスイッチング素子電
流の関係を説明する。
【００３０】インバータ出力電圧指令Ｅ* は、インバー
タ周波数Ｆi*に応じて、図８に示すように設定される。
すなわち、出力電圧Ｅ* が最大となるインバータ周波数
Ｆi*＝Ｆcvまでは、Ｆi*に対してＥ* をほぼ同一の比率
で増大させ、電車線電圧より出力電圧は増大し得ないた
め、Ｆcv以上では最大出力電圧Ｅmax に保つ。
【００３１】ここで、ダイポーラ変調とは、本発明が対
象としている変調方式であり、部分ダイポーラ変調と
は、インバータ出力相電圧の基本波の半サイクル中にダ
イポーラ期間とユニポーラ期間とを有する変調方式であ
り、ユニポーラ変調とは、インバータ出力相電圧の基本
波の半サイクルが正パルス又は負パルス及びゼロ期間と
で構成されている変調方式であり、過変調とは、広幅パ
ルスの両端に１〜数個のパルスを存在させ基本波を表現
する変調方式であり、１パルスとは、基本波の半サイク
ルを１つのパルスで表現する変調方式である。
【００３２】このインバータ出力電圧指令Ｅ* と直流電
圧Ｅd より、基本波振幅指令Ａを（数２）式に示すよう
に設定する。
【００３３】
【数２】
【００３４】従って、基本波指令ａ1*は、基本波振幅指
令Ａ及び位相θより、
【００３５】
【数３】
【００３６】（ここで、θ＝２πＦi*ｔ，ｔ：時間）で
与えられる。
【００３７】次に、図２を用いてダイポーラ変調につい
て説明する。
【００３８】ダイポーラ変調は、図２（ｆ）に示すよう
に、インバータ出力相電圧として、基本波電圧を表現す
るために、中間電位（図では０）を介して、正パルス及
び負パルスを交互に出力するものであり、０電圧を含む
低電圧を出力することができるため、電気車に使用され
る誘導電動機のように０電圧（勾配起動の場合は、負電
圧もある）から最大電圧まで連続制御されるものにおい
ては、都合のよい変調方式である。
【００３９】このようなダイポーラ変調におけるパルス
列は、以下のように作成される。
【００４０】（数３）式で与えられた基本波指令ａ1*
を、図２（ａ）に示すように１／２する。尚、図２
（ａ）の０を境に上側は、正側パルス列を作る領域であ
り、下側は負側パルス列を作る領域である。
【００４１】この１／２された基本波指令ａ1*を２本の
振幅指令とし、後述するバイアス量を夫々に加えて正側
振幅指令ａp*、負側振幅指令ａn*とする。作成式は（数
４）式である。
【００４２】
【数４】
【００４３】バイアス量Ｂは、振幅指令に直流分を重畳
させて振幅指令を所定の方向に偏位させるものであり、
ダイポーラ変調の深度を示すものである。この実施例で
はバイアス量をキャリアの振幅に対する比で表してい
る。
【００４４】バイアス量Ｂの設定範囲は図４の斜線部及
び網掛け部で示す領域、すなわち、Ａ／２≦Ｂ＜０.５
の範囲に限定される。
【００４５】何故なら、Ｂ＜Ａ／２となると、振幅指令
の一部がゼロを横切ってしまい部分ダイポーラ変調とな
り、ダイポーラ変調でなくなり、Ｂ＝０.５ のときは、
中間電位が存在しないバイポーラ（２レベル）となって
しまい、やはりダイポーラ変調でなくなってしまう為で
ある。
【００４６】尚、ダイポーラ変調における最大出力電圧
は、バイアス量ＢとＢ＝Ａ／２との交点である。
【００４７】（数４）式に示す正負の振幅指令ａp*，ａ
n*と図２（ａ）に示す２つのキャリア信号ｙcp，ｙcnと
の大小関係より、図２（ｂ)〜(ｅ）に示すスイッチング
関数Ｓ1〜Ｓ4を得る。すなわち、 ａp*＜ｙcpのとき：Ｓ1＝０，Ｓ3＝１ ａp*＞ｙcpのとき：Ｓ1＝１，Ｓ3＝０ また、 ａn*＜ｙcnのとき：Ｓ4＝１，Ｓ2＝０ ａn*＞ｙcnのとき：Ｓ4＝０，Ｓ2＝１ となる。その結果、インバータの交流出力端子には、図
２（ｆ）に示す電圧が得られる。
【００４８】ところで、いま、出力電流が図２（ｇ）の
ように正弦波状に変化するものとすると、スイッチング
素子７０〜７３には、スイッチング関数Ｓと出力電流の
極性に応じて、表２に示す順方向と逆方向の電流が流れ
る。ここで、ｉは出力電流であり、空欄はゼロを示す。
図２(ｈ)及び（ｉ）に、スイッチング素子７０と７１の
波形を示す。なお、正極性の電流は順電流（ＩＧＢＴ電
流）、負極性の電流は逆電流（ダイオード電流）を示
し、−ｉは、負荷から流れ出る電流を示す。
【００４９】
【表２】
【００５０】さて、ダイポーラ変調をしている時のイン
バータ出力相電圧の変化が０→Ｅd／２→０→−Ｅd ／
２（図３の期間ｔ1→ｔ2→ｔ3→ｔ4）である場合を一周
期として考える。
【００５１】期間ｔ1において、スイッチング素子７２
に電流−ｉが流れ、ｔ2では、スイッチング素子７０及
び７１に電流ｉが流れ、ｔ3 では、スイッチング素子７
１に電流ｉが流れ、ｔ4 では、スイッチング素子７２及
び７３に電流−ｉが流れる。
【００５２】すなわち、交流側素子７１，７２に流れる
電流の期間は直流側素子７０，７３よりも大きくなるこ
とがわかる。
【００５３】この場合、交流側素子と直流側素子として
は、発熱量に差が生じ、交流側素子に合わせて冷却器の
容量等を設計すると、装置が大型化する問題がある。
【００５４】また、ダイポーラ変調は、０電圧や低電圧
を表現するために用いられるものであることを考慮に入
れて、電気車用誘導電動機の制御装置に使用した場合を
考えると、主に低周波領域で使用され、出力電流のピー
ク値に近い電流が持続して素子に流れる期間が存在す
る。
【００５５】従って、発熱の差が増々広がってしまうの
で、この領域におけるダイポーラ変調の熱分布の均等化
は必要である。
【００５６】以下、シミュレーション結果を示した後、
この対策の一実施例を説明する。
【００５７】バイアス量Ｂとスイッチング素子７０及び
７１に流れる順方向の平均電流の関係を計算機シミュレ
ーションにより求めた結果の一例を図９に示す。力行、
回生時ともに、Ｂを０.５ に近づけるほど素子電流の均
等化が図れることがわかる。ここで、ゼロ電圧期間をＴ
0 とすれば、Ｔ0 はバイアス量Ｂの関数として、
【００５８】
【数５】
【００５９】で与えられるから、ゼロ電圧期間をできる
だけ短く設定することにより、電流の均等化が実現され
ることになる。つまり、図３において、ｔ1＋ｔ3（＝２
Ｔ0）をより短くするということである。
【００６０】以下、上記機能を実現する構成について説
明する。
【００６１】図１は、４直列のスイッチング素子群をオ
ンオフ制御して、３レベルの電位の間で変化する交流電
圧を出力する制御装置の例であり、図には１相分のみを
示した。
【００６２】図１において、基本波電圧指令発生手段１
はインバータ出力電圧の周波数指令Ｆi*、出力電圧実効
値指令Ｅ* 及び直流電圧ｅd1，ｅd2を入力しインバータ
出力電圧指令Ａsinθ(θ：位相，θ＝２πＦi*ｔ，ｔ：
時間）を求め、振幅指令分配手段２に出力する。
【００６３】バイアス設定手段４は、インバータ周波数
Ｆi*と基本波振幅指令値Ａに応じて設定（演算）された
バイアス量Ｂを出力する（詳細は後述）。
【００６４】インバータ出力電圧指令Ａsinθ を入力し
バイアス量Ｂが決定した振幅指令分配手段２は、図２
（ａ）に示すような正側振幅指令ａp*及び負側振幅指令
ａn*を、（数４）式に従って発生する。
【００６５】さらに、パルス発生分配手段３は、正側振
幅指令ａp*及び負側振幅指令ａn*に基づき、スイッチン
グ素子に与えるＰＷＭパルス列Ｓ1〜Ｓ4を生成する。
【００６６】これらＰＷＭパルス列Ｓ1〜Ｓ4は図示しな
いゲートアンプを介してＵ相のスイッチング素子７０〜
７３に与えられる各素子をオンオフ制御する。
【００６７】次に、これら構成について詳細に説明す
る。
【００６８】電動機電流指令と電動機実電流の偏差に基
づいて得られるすべり周波数と電動機回転周波数との加
減算により得られるインバータ出力電圧の周波数指令Ｆ
i*を時間積分して位相θを求め、このθに基づいてsin
発生器１１によりsinθ を算出する。この値sinθ と、
前記周波数指令Ｆi*に比例した出力電圧実効値指令Ｅ*
と直流電圧ｅd1，ｅd2（電源が正確な電圧源であればＥ
d でよい）から振幅設定器１２により得られた基本波電
圧振幅指令値Ａと乗算器１３によって掛け合わせ、瞬時
の基本波電圧指令Ａsinθ を出力する。
【００６９】基本波電圧指令発生手段１から入力される
基本波電圧指令Ａsinθ を１／２器２０により１／２
（特に１／２でなくても構わないが、後段の構成がやや
複雑になる）した信号に、基本波振幅指令の値Ａに応じ
てバイアス設定手段４によって設定されたバイアス量Ｂ
を、加算器２２，２３によって加算及び減算し、正側の
振幅指令ａp*と負側振幅指令ａn*を作成する。
【００７０】パルス発生器３１は、振幅指令分配手段２
の出力である正側振幅指令ａp*とキャリア発生器３０か
ら入力されるキャリア信号ｙcpとを比較して、正側パル
スパタンに等しいスイッチング関数Ｓ1 を生成する。同
様に、パルス発生器３２は、負側振幅指令ａn*とキャリ
ア発生器３０から入力されるキャリア信号ｙcnとを比較
して、負側パルスパタンに等しいスイッチング関数Ｓ4
を生成し、Ｓ1〜Ｓ4のゲート信号を発生する。
【００７１】ここで、バイアス設定手段４の動作を図４
から図６を用いて説明する。
【００７２】ダイポーラ変調では、ゼロ電圧期間をでき
るだけ小さく設定することによって、スイッチング素子
の電流分担を均等化できることを述べたが、スイッチン
グ素子の電圧分担を適正化するために、すなわち、各ス
イッチング素子に直流電圧の半電圧を確実に印加させる
ために、所定のゼロ電圧期間を確保する必要がある。こ
こで、ゼロ電圧期間Ｔ0 の最小値をＴ0minとすれば、Ｂ
の最大値Ｂmax は（数５）式の関係より、
【００７３】
【数６】
【００７４】とすればよいことがわかる。
【００７５】図４において、Ｂ＝Ａ／２より大きく、か
つ、Ｂ＝０.２５ より大きい領域で、Ｂmax より小さい
領域（網掛け部）であれば、熱分布の均等化を図ること
ができる。すなわち、この領域内の一定値にバイアス設
定手段４の出力であるバイアス量Ｂを固定することによ
り達成される。
【００７６】現実的には、バイアス設定手段４にリミッ
タを設け、他の領域に移行しないように管理する必要が
ある。以下、説明する。
【００７７】図５及び図６は、バイアス設定手段４の詳
細図である。
【００７８】バイアス量発生手段４１は、インバータ周
波数Ｆi*に応じてバイアス量Ｂ0 を出力する。また、リ
ミッタ４２は、基本波電圧振幅指令値Ａ及びバイアス量
Ｂ0を入力して、バイアス量Ｂがダイポーラ領域外に設
定されることを防止する。
【００７９】ここに示したバイアス量発生手段４１の出
力であるバイアス量Ｂ0 は、インバータ周波数Ｆi*に対
して変動しない電圧を均等化する上で、最適の固定値で
あったが、他の条件、例えば、電流のリップル等を加味
してインバータ周波数に応じて変化させることもでき
る。
【００８０】この実施例を図７に基づいて説明する。
【００８１】インバータ周波数の低いＦi*≦Ｆ1の期間
は、バイアス量をＢ＝０.５−Δに設定し、Ｆi*の上昇
とともにＢを減少させ（Ｆ1≦Ｆi*≦Ｆ2），Ｆi*≧Ｆ2
ではバイアス量がＢ＝０.２５ 程度となるように設定す
ることにより、発生損失による発熱の変動が大きい、低
い周波数域で損失の均等化を図り、比較的高い周波数で
は、出力電流の高調波を低減する制御が可能となる。当
然ながら、Ｆ1＝Ｆ2としても同様の効果が得られる。
【００８２】バイアス量発生手段４３は、インバータ周
波数Ｆi*に基づいて得られるバイアス量Ｂ0 を出力し、
図６に示したリミッタ４２を介して、バイアス量Ｂを出
力する。
【００８３】本実施例によれば、インバータ主回路を構
成するスイッチング素子の電流を均等化し、発生する素
子損失をほぼ均等化することが可能となり、その結果、
発熱の分布が一様化され、小形な装置を実現できる効果
がある。
【００８４】図１０に他の実施例を示す。本実施例で
は、１つのキャリア信号で、図１に示した実施例と同等
の動作が可能となる。
【００８５】まず、基本的な動作を図１１により説明す
る。
【００８６】インバータ周波数指令Ｆi*、出力電圧指令
Ｅ* 及び直流電圧Ｅd より、基本波指令ａ1*が
【００８７】
【数７】
【００８８】ここに、Ａ＝２√２Ｅ*／Ｅd，θ＝２πＦ
i*ｔ（ｔ：時間）で与えられる点は図１の実施例と同様
である。これにより、図１１（ａ）に示すように、２本
の振幅指令ａp*及びａn*を次式に従って作成する。
【００８９】
【数８】
【００９０】ここで、バイアス量Ｃは、図１の実施例に
おけるバイアス量Ｂと次のような関係で表わせる。
【００９１】
【数９】
【００９２】バイアス量Ｃの設定範囲は、０＜Ｃ≦１−
Ａの領域に限定され、その波形は図１１（ａ）のように
なる。なお、Ｃ＝０のときは、中間電位が存在しないバ
イポーラ変調（２レベル）となる。
【００９３】（数８）式で示す正負の振幅指令ａp*，ａ
n*と図１１（ａ）に示すキャリア信号ｙc との大小関係
により、図１１（ｂ)〜(ｅ）に示すスイッチング関数Ｓ
1 〜Ｓ4 を得る。すなわち、 ａp*＜ｙcのとき：Ｓ1＝０，Ｓ3＝１ ａp*＞ｙcのとき：Ｓ1＝１，Ｓ3＝０ また、 ａn*＜ｙcのとき：Ｓ4＝１，Ｓ2＝０ ａn*＞ｙcのとき：Ｓ4＝０，Ｓ2＝１ となる。図１１（ｂ)〜(ｅ）の波形は図２と全く同じで
あり、図１１（ｆ）〜（ｉ）の波形も一致する。このた
め、図１の実施例と全く同様の効果が期待できる。以
下、上記機能を実現する構成について説明する。
【００９４】図１０において、基本波電圧指令発生手段
１及びインバータ主回路部は図１の実施例と同様であ
る。４はバイアス設定手段であり、（数９）式及び、図
４〜図７の関係に従って、バイアス量Ｃを設定する。２
は振幅指令分配手段であり、基本波電圧指令発生手段１
から入力される基本波電圧指令Ａsinθ に、基本波振幅
指令の値Ａに応じてバイアス設定手段４によって設定さ
れたバイアス量Ｃを、加算器２２，２３によって減算及
び加算し、正側の振幅指令ａp*と負側の振幅指令ａn*を
作成する。
【００９５】パルス発生器３１は、振幅指令分配手段２
の出力である正側振幅指令ａp*とキャリア発生器３０か
ら入力されるキャリア信号ｙc とを比較して、正側パル
スパタンに等しいスイッチング関数Ｓ1 を生成する。同
様に、パルス発生器３２は、負側振幅指令ａn*とキャリ
ア発生器３０から入力されるキャリア信号ｙc とを比較
して、負側パルスパタンに等しいスイッチング関数Ｓ4
を生成し、Ｓ1〜Ｓ4のゲート信号を発生する。
【００９６】本実施例では、１つのキャリア信号で図１
の実施例と全く同等の効果が挙げられる。
【００９７】当然ながら、マイクロプロセッサ等を用い
れば、上記制御装置の一部または全てをプログラム化し
て、ソフトウェア的に実現することが可能である。
【００９８】また、本実施例は１相の場合の例である
が、当然ながら、２相あるいは３相以上の多相であって
も同様の効果が得られる。
【００９９】上記した第１，第２の実施例においては、
ダイポーラ変調領域全域に渡って電流均等化制御を施し
ていたが、以下に示す実施例では、ダイポーラ変調領域
であっても、基本波指令ａ1*の位相によって、電流均等
化制御を施すか否かを決めても構わない。以下、図１２
及び図１３を用いて説明する。
【０１００】図１２は基本波の半サイクル中で制御状態
を変える場合の例である。
【０１０１】Ｔ1 は、図３に示した０期間(ｔ1＋ｔ3)で
あり、Ｔ2 はオン期間（ｔ2＋ｔ4）である。
【０１０２】この実施例では、振幅の大きい領域で電流
均等化制御を施している（負側も同じ）。このようにす
ることにより、電流が多く流れるところで電流分布が均
等化され、少ないところではリップル（Ｔ1＝Ｔ2）が少
なくなるので、電流波形としてリップルが少なくしかも
熱分布が均等化される効果がある。
【０１０３】また、図１３には、上記実施例と逆の場合
が示されている。
【０１０４】この場合は、電圧の平均値に関与する部分
において電流リップルが低減されるという効果がある。
【０１０５】さらに、上記図１２及び図１３に示した実
施例をインバータ周波数Ｆi*に応じて切換えて使用する
ことにより、最適制御を図ることができる。例えば、０
≦Ｆi*≦Ｆ6 （Ｆ6 はダイポーラ領域内）では、図１２
に示した実施例で、Ｆ6 ≦Ｆi≦Ｆ7（Ｆ7 はダイポーラ
領域内）では、図１３に示した実施例に切換える。この
様にすることにより、低周波域では、熱分布均等化重視
型、次の周波域では、電流リップルを減らす制御重視型
とすることができる。
【０１０６】また、図１２から図１３に示した実施例
は、バイアス設定手段４にsin 発生器１１からの位相を
入力することによって簡単に構成することができる。
【０１０７】以上は、予め決められたパタンに基づく熱
損失均等化制御について説明したが、次のようにしても
効果は得られる。
【０１０８】第１に、出力電流から電流リップル分を検
出して、このリップルが許容範囲であれば、均等化制御
を行い、許容値以上になったとき、バイアス量Ｂを０.
２５にする。この許容値は、ヒステリシスを設けておく
必要がある。
【０１０９】第２に、素子別に温度計（電流量）を設
け、温度差が所定値以上となったとき、均等化制御を行
い、その他では、バイアス量Ｂを０.２５ として、電流
リップルを減少させる。
【０１１０】この実施例では、パタンではなく実際値に
基づいて制御を行うことができるので、目標の値以内に
損失差をすることができるという効果がある。
【０１１１】以下、上記説明した本発明の効果について
説明する。
【０１１２】図１４は、本願発明を適用しない場合と適
用した場合のインバータ周波数Ｆi*に対する外側素子７
０と内側素子７１に流れる電流の特性図である。
【０１１３】このグラフにおける内側素子の平均電流の
算出の仕方は、低周波領域（０から数Ｈｚ）では、
【０１１４】
【数１０】
【０１１５】但し、Ｂ ：バイアス量 Ｉm ：インバータ出力電流の振幅 と表され、上記周波数領域よりも高い周波数領域では、
【０１１６】
【数１１】
【０１１７】但し、Ａ：基本波電圧指令（変調率） ψ：力率角 と表される。
【０１１８】この場合において、冷却器の能力の設計
は、Ａ点における発生熱量に基づいてなされるため、こ
のＡ点をＡ′点まで下げることにより冷却器を小型化す
ることができる。
【０１１９】例えば、出力電流実効値が４００Ａ，スイ
ッチング周波数が３００Ｈｚである場合、この電流均等
化制御を実施しないと、約１７２５Ｗもの順電圧降下に
よる損失が発生し、電流均等化制御を実施すると、約１
１９５Ｗの順電圧降下による損失しか発生しない。その
結果、放熱部の体積は、１／５程度になることが計算さ
れる。
【０１２０】図１４の直流側素子（内側素子）の平均電
流のＣ点（高調波低減のためＢ＝０.２５，Ａ＝０.５、
すなわち、これ以上Ａを増加するとダイポーラ変調でな
くなってしまう最大出力電圧時）の素子電流容量を１０
０％とした場合、素子の電流容量はＡ点における電流容
量の分余裕を持たせて設計しなければならない。
【０１２１】しかしながら、たかだか０Ｈｚから数Ｈｚ
のために、大きな電流容量の素子を用いなければならな
いため装置が大型化してしまう問題がある。
【０１２２】ここで、電流均等化制御を用いるとＡ′ま
で素子の平均電流を下げることができるので内側素子の
平均電流のＣ点に比べ大きな余裕を持たせる必要がなく
なる。
【０１２３】また、素子の平均電流を小さくするために
は、インバータ出力電流Ｉm を減少させることが考えら
れる。このように制御すると、確かに、電流容量の小さ
な素子を使用することができるが、電気車の制御装置に
このインバータを用いた場合、交流電動機（誘導電動
機）のトルクが減少してしまい、上り勾配起動時等に起
動することができないという問題が生じる（但し、この
ような特殊運転を考えなければ有効である）。
【０１２４】以上のことを表３にまとめた。
【０１２５】
【表３】
【０１２６】この表は、（数１０)(数１１）式を用いて
作成したものである。
【０１２７】従って、この表から、この電流均等化制御
等の制御を施せば、少なくとも、点Ｃにおける素子の電
流容量の２.４９ 倍未満の電流容量を有する素子を用い
ることができるということができる。これにより、素子
を小さくすることができ、ひいてはインバータ装置全体
を小さくすることができるという効果がある。
【０１２８】ここで、内側素子と外側素子との電流差の
大きさを示す指標であるアンバランス度Ｅb を定義す
る。
【０１２９】
【数１２】
【０１３０】但し、Ｉi：内側素子平均電流 Ｉo：外側素子平均電流 ここで、図１４における点Ｃを含むほぼ平な部分の各平
均電流は
【０１３１】
【数１３】
【０１３２】と表わすことができ、アンバランス度Ｅb
は、
【０１３３】
【数１４】
【０１３４】と表わすことができる。
【０１３５】ちなみに、インバータ周波数が数Ｈｚ（図
１４の点Ａ，Ａ′を含む平均電流が急激に変化する領
域）におけるアンバランス度Ｅb は、（数１４）式にお
いてＡ＝０とすれば算出される。
【０１３６】図１４のＣ点を含む平な部分（インバータ
周波数が数Ｈｚ以上）におけるアンバランス度Ｅb は、
Ｂ＝０.２５，Ａ＝０.５（バイアス量が０.２５ の時最
大の基本振幅値は０.５ を越えることがない）、また力
率を１として（数１４）式に代入すると、Ｅb≒０.５２
８であり、この電流均等化制御を実施するとこの値より
も小さな値になる。
【０１３７】すなわち、アンバランス度Ｅb は、０≦Ｅ
b≦０.５２となり、換言すると、内側素子平均電流と外
側素子平均電流の差を外側素子平均電流以下とすること
ができる。
【０１３８】ところで、電気車の制御装置にダイポーラ
変調を取入れた場合、特に、電気車の特殊運転、例え
ば、上り勾配起動や洗車時のような低速下における定速
運転などのインバータ周波数Ｆi*が数Ｈｚ以下の状態で
継続するような運転では、インバータ周波数が数Ｈｚ以
下の運転時間、すなわち、内側素子（直流側素子）電流
が急激に増大する領域での運転時間が長くなり、点Ｃに
おける素子の電流容量を有する素子をインバータに用い
たのでは素子の発熱（内側素子の発熱）のため素子破壊
に至る可能性がある。これを回避するためには、ユニポ
ーラ変調の場合よりも冷却器を大きくしなければならな
い。
【０１３９】しかし、上記表１にあるように、この領域
だけ出力電流を減少させたり、均等化制御を施すことに
より、上記のような特殊運転をすることができる。
【０１４０】つまり、図１の運転モード設定器４１で運
転モードが指定されるとその指令がバイアス設定器４に
入力され、運転モードに見合ったバイアス量Ｂが設定さ
れる。
【０１４１】例えば、ユニットカットされたときの起動
時，低速時の定速運転時，上り勾配起動時においては、
図７に示されるようなバイアス量Ｂが低下するインバー
タ周波数Ｆi*を高めに設定する。このようにすることに
より、熱損失の発生を均一にし、内側素子の局所的な熱
破壊を防止することができるため、冷却器の大きさをあ
まり変更することなしに、特殊運転を継続的に行うこと
ができるという効果がある。
【０１４２】従って、３レベルインバータでダイポーラ
変調を施す制御系を有する電気車の制御装置において、
上記特殊運転を継続する手段を有する新規な電気車を提
供することができる。
【０１４３】また、上記した全ての、実施例は負荷とし
て誘導電動機を例に取って説明したが、これに限らず他
の交流電動機や負荷装置の場合も同様である。
【０１４４】以上は、全て、インバータにおける実施例
を示したが、これらのインバータの出力端子をリアクタ
ンス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流に変換
する自励式コンバータとして動作（インバータの回生動
作と同様な動作）させることも可能である。この場合
も、インバータと同様の効果が期待できる。
【０１４５】
【発明の効果】本発明によれば、インバータ装置を小型
化することができ、インバータ主回路を構成するスイッ
チング素子の発熱分布を一様化することができ、また、
良好な運転をすることができる電気車の制御装置を実現
することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図。
【図２】３レベルインバータのスイッチング状態と出力
相電圧の関係を示す図。
【図３】図２の出力相電圧の拡大図。
【図４】ダイポーラ変調領域を示す図。
【図５】バイアス量設定の一例を示す図。
【図６】バイアス量設定値の制限手段を示す図。
【図７】バイアス量設定の他の例を示す図。
【図８】インバータ周波数と各変調手段の範囲を示す
図。
【図９】バイアス量と素子電流の関係を示す図。
【図１０】他の実施例の構成図。
【図１１】他の実施例の３レベルインバータのスイッチ
ング状態と出力相電圧の関係を示す図。
【図１２】本発明の使用範囲の他の実施例を示す図。
【図１３】本発明の使用範囲の他の実施例を示す図。
【図１４】本発明を実施した場合としない場合のインバ
ータ周波数に対する素子平均電流規格値を示す図。
【符号の説明】
１…基本波電圧指令発生手段、２…振幅指令分配手段、
３…パルス発生分配手段、４…バイアス設定手段、１１
…sin 発生器、１２…振幅設定器、１３…乗算器、２
２，２３…加算器、３０…キャリア発生器、３１，３２
…パルス発生器。
フロントページの続き (72)発明者 鈴木 優人 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 中村 清 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 豊田 瑛一 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 斉藤 秀治 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 松井 孝行 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (56)参考文献 特開 平３−159570（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直流電源両端に高電位と低電位間に中間電
    位を設けた分圧コンデンサが接続され、該分圧コンデン
    サの両端に、１相分として４個のスイッチング素子Ｓ１
    〜Ｓ４を順に直列接続してなるスイッチングアームが３
    相分並列接続され、各相スイッチングアームの素子Ｓ２
    とＳ３の接続点に交流端子が接続され、各相スイッチン
    グアームの素子Ｓ１とＳ２及びＳ３とＳ４の各接続点に
    夫々整流素子を介して前記分圧コンデンサの中間電位で
    ある分圧点が接続され、前記スイッチング素子をスイッ
    チング手段の選択的スイッチングにより前記分圧コンデ
    ンサの直流電圧から前記交流端子に相電圧として高電
    位、中間電位及び低電位の３レベルの電位を有する交流
    電圧に変換する電力変換器であって、この電力変換器の
    交流出力相電圧の半周期内の高電位と低電位を中間電位
    を介して交互に出力させるダイポーラ変調手段を備えた
    電力変換器の制御装置において、前記交流出力相電圧の半周期に含まれる中間電位の出力
    期間の合計よりも高電位及び低電位のパルス幅の合計を
    大きくする 手段を備えた電力変換器の制御装置。
  2. 【請求項２】請求項１において、前記中間電位の出力期
    間を前記電力変換器の出力周波数に応じて可変とする手
    段を備えた電力変換器の制御装置。
  3. 【請求項３】電気車駆動用交流電動機を請求項１又は２
    記載の電力変換器の制御装置により駆動制御する電気車
    の制御装置において、前記ダイポーラ変調手段は前記電
    力変換器の出力周波数の基本波が数Ｈｚ以下の運転で選
    択される手段を備えた電気車の制御装置。
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