CN103081344B - 同步电动机的驱动系统 - Google Patents

Abstract

提供一种能够实现零速度近旁的驱动的同步电动机的驱动系统。通电模式决定器(9)检测三相同步电动机(4)的非通电相的端子电位或所述三相同步传送器的定子绕组连接点电位(中性点电位)，根据该电位的检测值依次切换6个通电模式。电压指令修正器(8)，为了作为6个通电模式的各个中的通电相的线间电压波形，将对于同步电动机发生正旋转的扭矩的极性的正脉冲电压、对于同步电动机发生逆旋转的扭矩的逆脉冲电压、和零电压这3种电压的重复波形向同步电动机供给，而根据修正量ΔV修正对于同步电动机的施加电压指令。而且，将上述的通电相的线间电压向同步电动机施加。

Description

同步电动机的驱动系统

技术领域

本发明涉及同步电动机的驱动系统，特别涉及适于以无传感器方式推定转子的磁极位置、控制同步电动机的用途的同步电动机的驱动系统。

背景技术

在家电、工业、机动车等领域中，例如，对风扇、泵、压缩机、输送机、升降机等的旋转速度控制、以及扭矩辅助设备、定位控制使用电机驱动装置。这些领域的电机驱动装置中，小型、高效的永磁体电机(同步电动机)被广泛地使用。但是，驱动永磁体电机(以下，称为“PM电机”)时，需要电机转子的磁极位置的信息，为此，必须要有解析器、霍尔IC等位置传感器。近年来，不用该位置传感器而进行PM电机的转速、扭矩控制的“无传感器控制”正在普及。

由于无传感器控制的实用化，能够削减位置传感器所需费用(传感器本身的成本、传感器的布线所用的成本)，此外，不再需要传感器，使得装置的小型化、恶劣的环境中的使用成为可能，所以具有大的优势。

现在，PM电机的无传感器控制采用的是直接检测由于负载旋转所发生的感生电压(速度起电压)作为转子的位置信息来驱动PM电机的方式、或根据成为对象的电机的数学模型来推定运算转子位置的位置推定技术等。

这些无传感器控制方式的大问题是低速运转时的位置检测方法。现在，进行了实用化的大半的无传感器控制是基于PM电机的发生的感生电压(速度起电压)的控制，所以在小感生电压的停止、低速域中灵敏度低，位置信息会淹没在噪声中。

相对于此，已知例如以PM电机的120度通电控制为基础的低速域中的无位置传感器方式，在感生电压小的速度区域中也能控制PM电机(例如，参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2009-189176号公报

发明内容

但是，专利文献1记载的方案中，在电机停止、低速状态下能够得到良好的控制性能，但在低速驱动时，来自外部的冲击等对旋转方向加上逆扭矩，在转子逆转的情况下有失步这样的问题。此外，在希望将PM电机控制为在速度零附近正转或逆转的用途中，是不能应用的。

本发明的目的在于提供一种能够实现零速度近旁的驱动的同步电动机的驱动系统。

为了达成(1)上述目的，本发明的同步电动机的驱动系统是具有：三相同步电动机；逆变器，向该三相同步电动机供给交流电力并且由多个开关元件构成；控制器，选择上述三相同步电动机的三相绕组中的、通电的两个相，在6个通电模式中，根据脉冲宽度调制动作对上述逆变器进行通电控制，并具有该控制器检测上述三相同步电动机的非通电相的端子电位或上述三相同步传送器的定子绕组连接点电位(中性点电位)，根据该电位的检测值依次切换上述通电模式的通电模式决定器的同步电动机的驱动系统，其特征在于：上述控制器，为了作为上述6个通电模式中各自的通电相的线间电压波形，将对于上述同步电动机产生正旋转的扭矩的极性的正脉冲电压、对于上述同步电动机产生逆旋转的扭矩的逆脉冲电压、和零电压这三种电压的重复波形向上述同步电动机供给，而具备修正对于上述同步电动机的施加电压指令的电压指令修正器，将上述通电相的线间电压向上述同步电动机施加。

根据上述结构，使同步电动机能够实现零速度近旁的驱动。

(2)在上述(1)中，优选地，具备：对于上述非通电相的端子电位或上述三相同步传送器的定子绕组连接点电位(中性点电位)的检测值，与通电相的上述正脉冲电压以及上述负脉冲电压同步地进行各个采样，将该采样值与相对于各个检测值的基准电压进行电平比较，根据该电平比较的结果，输出将上述通电模式依次切换为正转方向、以及逆转方向的模式切换触发信号的模式切换触发发生器，上述控制器的上述通电模式决定器，根据该模式切换触发发生器输出的模式切换触发信号依次切换上述通电模式。

(3)在上述(1)中，优选地，上述控制器具备将三角波载波和与向上述两个通电相的施加电压相当的电压指令进行比较而进行脉冲宽度调制的PWM发生器，上述电压指令修正器，通过对于上述两个通电相电压指令加上修正电压，来生成上述正脉冲以及负脉冲的电压。

(4)在上述(1)中，优选地，上述控制器，在上述6个通电模式的各个中，交替地输出上述正脉冲电压和上述负脉冲电压，并且在上述正脉冲电压和负脉冲电压的脉冲串之间，输出零电压，向上述同步电动机施加。

(5)在上述(1)中，优选地，上述控制器，在上述6个通电模式的各个中，重复地向上述同步电动机施加正脉冲电压和零电压这两种电压、或负脉冲电压和零电压，并且，多次重复该电压的组合之后，将与上述正脉冲电压或与负脉冲电压逆极性的脉冲电压向上述同步电动机施加。

(6)在上述(4)或者(5)中，优选地，上述控制器，在将上述同步电动机从低速缓缓地向正旋转方向加速时，不改变上述通电相中的负脉冲电压的脉冲宽度，缓缓地扩大上述正脉冲电压的脉冲宽度而加速，然后，使负脉冲的宽度缓缓地变短，而向正转方向加速，或者，在将上述同步电动机从低速缓缓地向逆旋转方向加速时，实质上不改变上述通电相中的正脉冲电压的脉冲宽度地，缓缓地扩大上述负脉冲电压的脉冲宽度而加速，然后，缓缓地使正脉冲的宽度变短而向逆转方向加速。

(7)在上述(1)中，优选地，上述控制器，使用微处理器，利用该微处理器具备的三相PWM功能的互补动作，并且，使用外装门阵列电路使与上述逆变器的非通电相相当的相的两个开关器件关断。

(8)在上述(1)中，优选地，上述控制器使用单片机，该单片机中，从上述控制器向上述逆变器输出的6个门信号中的、通电相的两相输出分别对上下开关元件进行互补动作的脉冲，其余的非通电相对上下的开关元件进行关断。

(9)在上述(1)中，优选地，具备(1)中记载的同步电动机的驱动系统，作为上述同步电动机的负荷，而驱动电动油压泵。

根据本发明完成能够实现零速度近旁的驱动的系统。

附图说明

图1是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的整体结构的框图。

图2是本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统中的、各通电模式中所选择的对两相的线间电压的说明图。

图3是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的结构的框图。

图4是本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的动作说明图。

图5是示出本发明的一个实施方式的的同步电动机的驱动系统所用的三相PWM发生器和门信号切换器的结构的框图。

图6是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器和三相PWM发生器的动作的时序图。

图7是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器和三相PWM发生器的动作的时序图。

图8是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器和三相PWM发生器的动作的时序图。

图9是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器和三相PWM发生器的动作的时序图。

图10是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的修正量改变时的、三相PWM信号的时序图。

图11是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的修正量改变时的、三相PWM信号的时序图。

图12是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的修正量改变时的、三相PWM信号的时序图。

图13是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的修正量改变时的、三相PWM信号的时序图。

图14是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的非通电相选择器的结构的框图。

图15是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的非通电相选择器的动作的时序图。

图16是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的逆转阈值发生器的结构的框图。

图17是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的比较器的动作的时序图。

图18是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的正转阈值发生器的结构的框图。

图19是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的比较器的动作的时序图。

图20是在本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统中、作为线间电压而交替地施加正脉冲和负脉冲时的效果的说明图。

图21是在本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统中的、向各通电模式中所选择的向两个相的线间电压的另一例的说明图。

图22是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的系统结构的框图。

图23是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的系统结构的框图。

图24是示出使用了本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的电动油压泵系统的结构的框图。

图25是示出使用了本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的电动油压泵系统的结构的框图。

符号说明

1：V*发生器；2：控制器；3：逆变器；4：同步电动机(PM电机)；5：PWM发生器；6：通电模式决定器；7：门信号切换器；8：电压指令修正器；9：模式切换触发发生器；10：非通电相电位选择器；11：正转阈值发生器；12、13：比较器；13：正逆转阈值发生器；31：直流电源；32：逆变器主电路部；33：输出前置驱动器。

具体实施方式

以下，使用图1～图23，说明本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的结构及动作。

首先，使用图1说明本实施方式的同步电动机的驱动系统的整体结构。

图1是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的整体结构的框图。

本实施方式的同步电动机的驱动系统具备电压指令发生器(V*发生器)1、控制器2、逆变器3和同步电动机(PM电机)4。

PM电机4是在转子上保持多个永磁体的三相同步电动机。

V*发生器1是产生向PM电机4的施加电压指令V*的、位于控制器2的上级的控制器。例如，在控制PM电机4的电流的情况下，V*发生器的输出能够视为电流控制器的输出。控制器2进行脉冲宽度调制(PWM)，进行动作而将与该指令V*相当的电压向PM电机4施加。V*发生器1，例如，如果产生正的施加电压指令V*则PM电机4正转，如果产生负的施加电压指令V*则PM电机4逆转。另外，为了在发生负的施加电压指令V*时使PM电机4逆转，在本实施方式中，控制器2成为与负的施加电压指令V*对应的结构。

控制器2根据施加电压指令v*运算向PM电机4的施加电压，生成给逆变器3的脉冲宽度调制波(PWM)信号。控制器2具备PWM发生器5、通电模式决定器6、门信号切换器7、电压指令修正器8和模式切换触发发生器9。这里，本实施方式的特征性的结构是电压指令修正器8和模式切换触发发生器9中的逆转阈值发生器13及比较器14。

电压指令修正器8修正V*发生器1发生的向PM电机4的施加电压指令V*。通过修正施加电压指令V*，能够在正转动作中逆转的情况下防止失步，此外，能够进行逆转动作，使用图3说明其详细结构，使用图4、图6～图13在后文叙述它的动作。另外，在电压指令修正器8不进行修正时，V*发生器1的施加电压指令V*直接不变地向PWM发生器5施加。电压指令修正器8，在PM电机4的旋转速度是低速、正转或者逆转时，修正v*发生器1发生的向PM电机4的施加电压指令V*。

PWM发生器5根据由电压指令修正器8修正的V*发生器1的输出，生成脉冲宽度调制后的PWM波。

在门信号切换器7中，切换PWM波的供给目标，以将PWM发生器5生成的PWM波向逆变器3的6个开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn之内的两个开关元件供给。该切换目标根据来自后述的通电模式决定器6的指令而决定。

另外，使用图5说明PWM发生器5及门信号切换器7的详细结构，使用图6～图13在后文叙述它的动作。

通电模式决定器6依次输出决定逆变器主电路部3的6个开关模式的模式指令。通电模式决定器6根据模式切换触发发生器9发生的信号来切换通电模式。

模式切换触发发生器9产生用于切换通电模式的触发信号。模式切换触发发生器9具备：非通电相选择器10、正转阈值发生器11、比较器12、逆转阈值发生器13、比较器14。非通电相选择器10根据通电模式决定器6输出的模式指令选择非通电相，对非通电相电位采样。使用图13在后文叙述非通电相选择器10的详情。正转阈值发生器11对于PM电机4的起电压，发生作为正转方向的阈值的电压。比较器12比较非通电相的电压和正转阈值，产生向正转方向的模式切换触发信号。使用图18及图19在后文叙述正转阈值发生器11及比较器12的详情。逆转阈值发生器13对于PM电机4的起电压产生作为逆转方向的阈值的电压。比较器14比较非通电相的电压和逆转阈值，产生向逆转方向的模式切换触发信号。使用图16及图17在后文叙述逆转阈值发生器13及比较器14的详情。

逆变器3基于控制器2的PWM信号根据直流电源31的直流电压产生三相交流电压，由此控制PM电机4。逆变器3具备向逆变器供给电力的直流电源31、由6个开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn构成的逆变器主电路部32、直接驱动逆变器主电路部32的输出前置驱动器33。

开关元件Sup是U相上臂的开关元件，开关元件Sun是U相下臂的开关元件，两者串联连接。开关元件Sup、Sun的中点与PM电机4的U相线圈Lu连接。

开关元件Svp是V相上臂的开关元件，开关元件Svn是V相下臂的开关元件，两者串联连接。开关元件Svp、Svn的中点与PM电机4的V相线圈Lv连接。

开关元件Swp是W相上臂的开关元件，开关元件Swn是W相下臂的开关元件，两者串联连接。开关元件Swp、Swn的中点与PM电机4的W相线圈Lw连接。

例如，在开关元件Sup与开关元件Svn接通、其它的开关元件关断的情况下，从U相线圈Lu向V相线圈Lv流动电流。在以下的说明中，将其称为根据UV脉冲从U相线圈Lu向v相线圈Lv流动电流的通电模式1。此外，在开关元件Svp和开关元件Sun接通、其它开关元件关断的情况下，与前述的情况下相反地，从v相线圈Lv向U相线圈Lu流动电流。在以下的说明中，将其称为基于VU脉冲从V相线圈Lv向U相线圈Lu流动电流的通电模式4。

在6个开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn之内、两个接通、其它关断的组合有6种，分别是：基于UV脉冲从U相线圈Lu向V相线圈Lv流动电流的通电模式1、基于UW脉冲从U相线圈Lu向W相线圈Lw流动电流的通电模式2、基于VW脉冲从V相线圈Lv向W相线圈Lw流动电流的通电模式3、基于VU脉冲从V相线圈Lv向U相线圈Lu流动电流的通电模式4、基于WU脉冲从W相线圈Lw向U相线圈Lu流动电流的通电模式5、基于WV脉冲从W相线圈Lw向V相线圈Lv流动电流的通电模式6。

接下来，使用图2说明本实施方式的同步电动机的驱动系统中的、向在各通电模式中所选择的两个相的线间电压。

图2是本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统中的、向在各通电模式中所选择的向两个相的线间电压的说明图。

在图2中，图2(A)表示向U相线圈Lu及V相线圈Lv施加的线间电压，图2(B)表示向V相线圈Lv及W相线圈Lw施加的线间电压，图2(C)表示向W相线圈Lw及U相线圈Lu施加的线间电压。图2(D)表示前述6个通电模式，图2(E)表示6个开关元件内、在上臂侧通电的开关元件，图2(F)表示6个开关元件内、在下臂侧通电的开关元件。

如专利文献1的图2所记载的那样，以往，在各通电模式中所选择的一个通电模式中的向两个相的线间电压变为正或负的脉冲串。

相对于此，在本实施方式中，通过导入电压指令修正器8，在各通电模式中向所选择的一个通电模式中的两个相的线间电压交替地施加正脉冲和负脉冲。例如，在通电模式3中，在宽度宽的正脉冲之后，施加宽度窄的负脉冲，然后，像正脉冲那样，交替地施加4个正脉冲和4个负脉冲。图2(E)、(F)表示为了得到宽度宽的脉冲而进行通电的开关元件，所以例如在通电模式3中，对于将正的脉冲向电机施加，而向图1所示的上臂侧的开关元件Svp和下臂侧的开关元件Swn通电。此外，在将负的脉冲向电机施加时，向图1所示的上臂侧的开关元件Swp和下臂侧的开关元件Svn通电。此外，在正脉冲和负脉冲之间设置零电位。

例如，相对于在通电模式3中，以往仅在正脉冲(V—W脉冲)中发生正转方向的扭矩，本实施方式中，有意地，除了宽度宽的正脉冲(V—W脉冲)之外，输出宽度窄的负脉冲(W—V脉冲)。其结果，施加电压的平均值变为正方向的电压，电机正转，但基于负脉冲，能够进行逆旋转方向的起电压的检测。即，在各个通电模式中，能够同时地进行正旋转和逆旋转方向的检测。

另外，在图2中，如下部的箭头所示，在PM电机4的正转时，以1、2、3、…、6、1的顺序切换通电模式。此外，在逆转时，以6、5、4、…、1、6的顺序切换通电模式。

接下来，使用图3及图4说明本实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器8的结构及动作。

图3是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的结构的框图。图4是本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的动作说明图。

电压指令修正器8具有：使输入的电压指令V*的值变为1／2而输出的增益乘法器81、使输入的值的符号反转的符号反转器82、将输入信号相加的加法器83a、83b、83c、进行减法的减法器84、输出逆变器的直流电源的一半的值的VDC／2发生器85、和计算向电压指令V*提供的修正量ΔV的ΔV发生器86。

在电压指令修正器8中，将电压指令V*加之于通电相的线间电压的同时，进行用于如果电压指令V*为正则施加负脉冲，如果电压指令V*为负则施加正脉冲的指令值修正。所以，在增益乘法器81中暂时使电压指令V*变为1／2。然后，将其值与VDC／2发生器85输出的VDC／2相加后的值作为第1指令值VX0，将使符号反转而加上VDC／2发生器85VDC／2的值为第2指令值VY0，暂时生成指令值。指令值VX0以及指令值VY0与进行通电的两个相的各个相电压指令相当。

这里，使用图4说明电压指令V*和指令值VX0、VY0的关系。电压指令v*越大第1指令值VX0也越大，反之第2指令值VY0减少。通过对两者使VDC／2发生器85发生的VDC／2偏压，能够输出正及负的两方的电压。

然后，在加法器83c中，将第1指令值VX0与修正量ΔV相加，并且，使第2指令值VY0减去修正量ΔV。这些运算值，分别作为最终的第1电压指令VX1、第2电压指令VY1输出。

接下来，使用图5说明本实施方式的同步电动机的驱动系统所用的三相PWM发生器5和门信号切换器7的结构及动作。

图5是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的三相PWM发生器和门信号切换器的结构的框图。

三相PWM发生器5具备：产生零的零发生器51、根据图1所示的通电模式决定器6输出的模式指令选择各相的电压指令的开关52u、52v、52w、比较三相的各电压指令VU*、VV*、VW*和三角波载波而发生脉冲宽度调制信号的比较器53u、53v、53w、发生三角波载波的三角波载波发生器54、和反转PWM脉冲的符号的符号反转器55u、55V、55W。

此外，门信号切换器7由根据图1所示的通电模式决定器6输出的模式指令，切换PWM信号的有效／无效的开关71、72、73、74、75、76构成。

接下来，说明这些动作。在图3中说明的基于电压指令修正器8的修正后的电压指令VX1、VY1被分配为三相之中的任意两相的电压指令。利用开关52u、52v、52w，与模式对应地将其切换。此外，对不通电的相(非通电相)，为了便利，提供了零，分配零发生器51的信号。例如，在向VW相通电的情况下，U相变为非通电相。

这样一来，求与各模式对应的电压指令，由比较器53u、52v、53w对各个进行三角波发生器54的输出即三角波载波的比较，生成PWM信号Pup0、Pun0、Pvp0、Pvn0、Pwp0、Pwn0。例如，对PWM信号Pup0、Pvp0、Pwp0分配在图6～图9中后述的PWM信号PX或者PY，对PWM信号Pun0、Pvn0、Pwn0分配PWM信号PXn或者PYn。此外，PWM信号Pup0、Pvp0、Pwp0变为逆变器3中的开关元件Sup、Svp、Swp的各自的门信号，PWM信号Pun0、Pvn0、Pwn0作为开关元件Sun、Svn、Swn的门信号而进行动作。这些开关元件的上下的开关由于符号反转器55而分别变为互补动作，所以保持这种状态不变地不能做成非通电相。所以，与模式对应地，将开关71、…、76切换为零，强制性地同时关断上下开关元件。通过这样动作，在保持不变地直接活用基于三角波比较的互补功能的状态下生产非通电相。

接下来，使用图6～图9及图10～图13说明本实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器8和三相PWM发生器5的动作。

图6～图9是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器和三相PWM发生器的动作的时序图。图10～图13是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的电压指令修正器的修正量改变时的、三相PWM信号的时序图。

图6～图9示出基于电压指令修正器8进行修正量ΔV的加法的波形的变化。

图6表示不进行修正时(ΔV=0)的PWM生成的形式。图6(A)是作为电压指令修正器8内部的值的指令值VX0、VY0。相对于此，加上修正电压ΔV后的波形变为电压指令VX1、VY1，但这里，如图6(B)所示地，由于ΔV=0的条件，图6(C)所示的电压指令VX1以及VY1变为与指令值VX0、VY0相等的波形。

图5所示的比较器53u、53v、53w比较这些电压指令VX1、VY1和三角波载波的大小关系，进行PWM脉冲的生成。图6(C)所示的三角波载波，在0和VDC之间变化。将三角波载波的上升周期定义为Tc1，下降周期定义为Tc0。

比较电压指令VX1和三角波载波的结果、所得的波形是图6(D)的PWM信号PX，其反转信号是图6(E)的PWM信号PXn。同样地，比较电压指令VY1和三角波载波，得到PWM信号PY(图6(F))、PYn(图6(G))。此外，与通电相的线间电压相当的波形是PWM信号PX与PY的差，变为图6(H)那样。在该PWM方式中，以输出载波频率的两倍的频率输出脉冲串。

图7示出加上修正量ΔV后的情况下的PWM生成的情形。修正量ΔV变为与三角波载波的Tc1、Tc0的周期同步的图7(B)那样的矩形波。其结果，电压指令VX1、VY1的波形变为图7(C)那样，其结果，线间电压波形变为图7(H)。

由此，本实施方式的特征即在线间电压能实现正脉冲以及负脉冲的施加。此外，修正后的电压ΔV的平均值变为零，所以图6(H)的平均值和图7(H)的平均值一致。

图8示出电压指令V*为负的值的情况下的PWM生成的情形。在这种情况下，也能够通过加上与图7(B)相同的修正量ΔV，对线间电压交替地施加正脉冲和负脉冲。由于电压指令V*为负，所以根据图8(H)能够确认线间电压的平均值也变为负的样子。

图9示出了电压指令V*=0的情况下的PWM生成的情形。在这种情况下，线间电压交替地发生脉冲宽度相等的正脉冲和负脉冲(图9(H))。

接下来，使用图10～图13说明电压指令修正器的修正量改变时的、三相PWM信号。

在电机驱动系统中，需要从停止状态向正转方向加速、减速、向逆转方向加速等在宽度宽的速度范围内驱动PM电机4。至此为止的本发明的实施例中，说明了以低速域中的一定速为前提进行了说明，但这里对从低速到高速域进行说明。

图10(A)～(H)，作为通电着的两个相的线间电压波形的例子，示出了模式3的状态的线间电压Vvw。图10(A)是电压指令V*=0的条件，图10(E)是相对于直流电压VDC，它的一半的电压指令V*=VDC／2，图10(F)是V*=VDC的条件中的线间电压波形。图10(B)～(D)、(F)、(G)是它们中间的线间电压波形。

如图10(A)所示，在电压指令V*=0的情况下，正脉冲、负脉冲，对非通电相的电压检测所需的量的最小限的脉冲宽度进行了电机施加。随着使电压提高，则负脉冲(V—W脉冲)的宽度维持为最小限，使正脉冲的宽度增加。在图10(C)的状态下，正脉冲的宽度变为整体的50％。这种状态中，电压高，所以几乎必定地，电机应该正转地旋转着。由此，负脉冲施加时的非通电相的起电压的检测对于至此为止的电压指令而进行，到图10(C)为止将负脉冲维持为预定的最小的宽度，从图10(D)开始使负脉冲的宽度变窄，从而使平均电压增加。在图10(E)中，完全没有负脉冲，然后，使正脉冲的宽度缓缓地增加，与电压指令V*的上升符合。

同样地，向逆转方向加速时，如图11所示，伴随电压指令V*的降低，在维持正脉冲宽度的大小的状态下，使负脉冲宽度扩大即可。

以上，示出了电压指令和脉冲波形的关系，但电机的转速与施加电压成比例，所以与速度增加相伴地观测对图10的(A)～(H)的波形变化。此外，在向逆转方向加速的情况下也得到图11(A)～(H)的波形。

此外，如果是使正转时的负脉冲、逆转时的正脉冲施加优先，则也可知如图12、图13所示地，到不再有零电压为止前，确保负脉冲或正脉冲的脉冲宽度的方法。在这些情况下，适于从转速高的运转状态一口气进行减速到逆转的需要高响应的系统。

接下来，使用图14及图15说明本实施方式的同步电动机的驱动系统所用的非通电相选择器10的结构及动作。

图14是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的非通电相选择器的结构的框图。图15是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的非通电相选择器的动作的时序图。

如图14所示，非通电相选择器10具备：与模式指令对应地，判断选择哪个相的非通电相选择部101；利用该非通电相选择部101选择三相电压的非通电状态的相的开关102；对非通电相的电压采样保持的采样保持器103A、103B。采样保持器具备两个，分别采样正脉冲电压施加时的非通电相的电压、负脉冲电压施加时的非通电相的起电压，将各自的值作为信号B1、B2输出。

图15示出模式指令为通电模式3的情况下的各部的波形。通电模式3，如图2所示，是VW相通电，所以非通电相选择部101切换开关102，选择非通电相即U相的电压Vu，向采样保持器103A、103B输出。

图15(B)示出非通电相即U相的电压Vu。采样保持器103A在图15(A)所示的正的VW脉冲的下降沿，采样保持电压Vu，如图15(C)所示地，作为信号B1进行输出。采样保持器103A在图15(A)所示的负的WV脉冲的上升沿，采样保持电压Vu，如图15(D)所示地，作为信号B2进行输出。

信号B1、B2分别被提供给比较器12、13(图1)，进行与正转阈值、逆转阈值的比较，根据与阈值的大小关系判定模式的增减。与以往例不同的点在于，加上了逆转阈值发生器13和其比较器14，能进行向逆转方向的模式切换。

接下来，使用图16及图17说明本实施方式的同步电动机的驱动系统所用的逆转阈值发生器13的结构及比较器14的动作。

图16是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的逆转阈值发生器的结构的框图。图17是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的比较器的动作的时序图。

如图16所示，逆转阈值发生器13具备：逆转·正侧基准电压设定器131、逆转·负侧基准电压设定器132、切换开关133。在模式指令为1、3、5的情况下，将切换开关133置为1侧，设阈值为由逆转·正侧基准电压设定器131设定的基准电压Vhyp，在模式指令为2、4、6的情况下，将切换开关133置为2侧，设阈值为由逆转·负侧基准电压设定器132设定的基准电压Vhyn。

在比较器14中，比较该阈值和非通电相的感生电压，产生模式切换触发。由此，即使转子位置向逆转方向旋转，也能选择恰当的模式。

接下来，根据图17说明比较器14的动作。图17示出负脉冲施加时的通电模式、非通电相以及非通电相的起电压的关系。

在负脉冲施加时，发生图示那样的非通电相电压B2，分别重复上升、减少。该非通电相电压B2是由图14说明的非通电相选择器10的采样保持器103B的输出。

图1所示的比较器14比较非通电相电压B2和基准电压Vhyp或者基准电压Vhyn，如果两者一致，则输出图1所示的逆转模式切换触发C2。

接下来，使用图18及图19说明本实施方式的同步电动机的驱动系统所用的正转阈值发生器11的结构及比较器12的动作。

图18是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的正转阈值发生器的结构的框图。图19是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统所用的比较器的动作的时序图。

图18所示地，正转阈值发生器11具备：正转·正侧基准电压设定器111、正转·负侧基准电压设定器112、切换开关113。在模式指令为1、3、5的情况下，将切换开关113置于1侧，将阈值设定为由正转·正侧基准电压设定器111设定的基准电压Vhxp，在模式指令为2、4、6的情况下，将切换开关113置于2侧，将阈值设定为由正转·负侧基准电压设定器112设定的基准电压Vhxn。

在比较器12中，比较该阈值和非通电相的感生电压，产生模式切换触发。由此，选择转子位置正转时的恰当的模式。

接下来，利用图19，说明比较器12的动作。图19示出正脉冲施加时的通电模式、非通电相以及非通电相的起电压的关系。

在正脉冲施加时，发生图示那样的非通电相电压B1，分别重复上升、减少。该非通电相电压B1是在图14中说明的非通电相选择器10的采样保持器10SA的输出。

图1所示的比较器12比较非通电相电压B1、和基准电压Vhxp或者基准电压Vhxn，如果两者一致，则输出图1所示的正转模式切换触发C1。

这里，向图1所示的通电模式决定部6输入比较器12输出的模式切换触发C1、和比较器14输出的模式切换触发C2。

这里，例如，在图2中，PM电机正转，设这时的通电模式是3。如前所述，通电模式，在正转的情况下，依次切换3、4、5，在逆转的情况下，依次切换3、2、1。因此，此时，如果输入模式切换触发C1，则是正转的模式切换触发，所以通电模式决定部6，在输入模式切换触发C1的定时，向门信号切换器7、模式切换触发发生器9输出接下来的正转侧的模式即通电模式4。另一方面，如果模式切换触发C2输入，则是逆转的模式切换触发，所以通电模式决定部6在模式切换触发C2输入的定时，向门信号切换器7、模式切换触发发生器9输出接下来的逆转侧的模式即通电模式2。

这样，在正转中，即使对于逆转，并且即使在持续逆转的情况下，也能够由逆转阈值发生器13，对正侧·负侧分别设定阈值电压(Vhyp、Vhyn)，能够由比较器14，通过与起电压比较，产生模式切换(使模式返回的方向)的触发。

接下来，使用图20，说明在本实施方式的同步电动机的驱动系统中、作为线间电压交替地施加正脉冲和负脉冲的情况的效果。

图20是在本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统中、作为线间电压交替地施加正脉冲和负脉冲的情况下的效果的说明图。

图20是示意性地示出通电的两相的线间电压波形和此时的相电流波形。

图20(A)、(B)是以往的线间电压和相电流波形。如图20(B)所示，电流波形上由于正脉冲电压的影响而发生了电流纹波。该电流纹波，如图20(D)所示地，在例如图20(C)那样的电压波形的情况下变大。在该波形中，电压的变化幅度激烈，巨大的高频波流向电机，高频波损失带来的发热可能成为问题。此外，对于非通电相的电压的检测，如果能确保数μs～10数μs左右的脉冲宽度，则足够，所以在图6(C)的波形中，仅高频波增大化，效率大幅降低。

相对于此，在本实施方式中，通过导入电压指令修正器8，如图20(E)所示地，向在各通电模式中所选择的一个通电模式中的两个相的线间电压，交替地施加正脉冲和负脉冲。此外，将零电压配置于正脉冲和负脉冲之间。

通过将零电压插入到正脉冲和负脉冲之间，能够大幅削减线间电压中包含的高频波，如图20(F)所示地，能够减小电流纹波。此外，能够使负脉冲所需的宽度变窄到最小限。

另外，负脉冲电压的脉冲宽度，对于抑制电流纹波而言尽量短的好。但是，为了检测非通电相电压，需要某种程度的脉冲宽度。

所以，在本实施方式中，将负脉冲的宽度确保为2μs以上20μs以下。通过在该范围内进行调整，能够防止电流纹波的增大化，并且确保非通电相电压的检测所需的脉冲宽度。

接下来，使用图21说明本实施方式的同步电动机的驱动系统中的、向在各通电模式中所选择的两个相的线间电压的另一个例子。

图21是本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统中的、向在各通电模式中所选择的两个相的线间电压另一个例子的说明图。

在图21中，图21(A)表示向U相线圈Lu及v相线圈Lv施加的线间电压，图21(B)示出向V相线圈Lv及W相线圈Lw施加的线间电压，图21(C)示出向W相线圈Lw及U相线圈Lu施加的线间电压。图21(D)示出前述的6种通电模式，图21(E)示出在6个开关元件内、在上臂侧通电的开关元件，图21(F)示出在6个开关元件内、在下臂侧通电的开关元件。

在图2中说明的例子中，作为线间电压交替地施加正脉冲、零电压、负脉冲、零电压。这里，为了与PM电机4的逆转对应，需要对于通电的两个相的线间电压施加负脉冲。其中，根据系统，而也有时通常动作仅是正转，如果作为异常动作而探测逆转，则输出负脉冲的频度至少没有问题。

在图21所示的另一个例子中，在多个正脉冲电压重复输出之后，输出一个负脉冲。这样的波形，也能由控制器2的电压指令修正器8生成。

如果利用图21所示的波形驱动PM电机4，则能够大幅减少电流纹波的发生量。由此，能够实现高频波损失少的电机驱动系统。其中，对于正脉冲串的周期，以更长的周期插入负脉冲，所以有作为高频波的频率分量而产生低频波分量的噪声的危险。

接下来，使用图22及图23说明本实施方式的同步电动机的驱动系统的系统结构。

图22及图23是示出本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的系统结构的框图。另外，与图1相同的符号表示相同的部分。

符号7是图1所示的门信号切换器7，由AND电路构成。符号1、2’是图1所示的V*发生器1、和从控制器2中除去了门信号切换器7的部分，由微处理器构成。在门信号切换器7中，由微处理器1、2’的输出端口的信号决定PWM信号是有效，还是无效。

另外，作为向电机4的施加电压，附加正、负、两极性的脉冲电压时，采用通用微处理器的互补PWM功能是优选的，但在这种情况下，难以生成非通电相，但是通过由基于AND电路门电路构成门信号切换器7，能够简单地进行实现。

此外，如图23所示地，符号1、2与图1所示的V*发生器1、控制器2相当，将全部的功能由一个数字运算器(例如，单片机微处理器、DSP、专用门阵列等)来实现。数字运算器具有以下功能：从控制器向逆变器输出的6个门信号中的、通电相的两相分别输出对上下开关元件进行互补动作的脉冲，其余的非通电相关断上下的开关元件。由此，能够实现更小型的电机驱动系统。

另外，除了使用非通电相电压的电位的方法之外，使用PM电机的中性点电位的方法、以假想中性点电位为基准的方法、或以逆变器的直流电压的中间电位为基准的方法等、对任何的手法都能应用。在使用PM电机的中性点电位的情况下，该电压与使用非通电相电压的电位相比，降低非通电相的线圈的电感带来的电压降的大小。但是，在检测非通电相电压的电位时，相对于在三个位置需要布线，中性点是一个位置，所以能将用于电压检测的布线设为一根。

接下来，使用图24及图25说明使用本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的电动油压泵系统的结构。

图24及图25是示出使用本发明的一个实施方式的同步电动机的驱动系统的电动油压泵系统的结构的框图。

图24是机动车的怠速熄火中驱动的电动油压泵系统。不只是怠速熄火时，在像混合动力车那样引擎完全停止的机动车中，用于确认向变速器、离合器、制动器等的油压。

在图24中，同步电动机驱动系统23与图22所示的相同，具备：指令发生器1G、控制器2、逆变器3和电动泵24。电动泵24由电机4和泵25构成。在引擎停止时，由电动泵24控制油压电路50的油压。油压电路50具备：以引擎51作为动力而驱动的工艺泵52、储存油的油箱53、防止从工艺泵52向电动泵24的逆流的止回阀54。

在以往的电动油压泵系统具备有用于将油压保持在设定值以下的减压阀55，但在本发明的系统中，能够去掉其。

接下来，使用图25说明本电动油压系统的动作。图25(A)示出工艺泵及电动泵的转速，图25(B)示出由工艺泵及电动泵产生的油压的压力。

在引擎旋转、工艺泵产生足够的油压期间，电动泵停止，油压由工艺泵生成。在怠速熄火等的需求时引擎的驱动被停止的同时，旋转降低，工艺泵的吐出压开始降低。另一方面，电动泵起动，开始生成油压。在工艺泵和电动泵的吐出压逆转的时刻，止回阀54打开，电动泵24确保油压。这时，为了在工艺泵的油压变为引擎停止时电动泵供给的油压以下的定时电动泵的油压是足够的值，优选在工艺泵、即引擎的停止之前开始电动泵的起动，具体而言，在引擎停止指示时或其前后进行设定即可。

此外，在引擎的再启动时，也有伴随引擎旋转而旋转上升的工艺泵的油压上升，所以到工艺泵的油压超过引擎停止中的电动泵的供给的油压为止驱动电动泵即可。例如由引擎驱动电动泵直到工艺泵的油压变为预定值的转速为止，或者在从引擎再启动开始的时间等内设定电动泵的驱动时间即可。

以上是电动油压系统的概要。这里，说明以往系统中的减压阀的动作。作为止回阀打开的条件，电动泵压需要超过工艺泵压。其压力，由于油压电路的负荷条件、温度条件等而变化，并由于场合的不同，在电动泵侧附加过大负荷。这时，需要通过减压阀55打开、放掉油压，从而减轻电动泵的负荷。在没有减压阀的情况下，电机在低速域将逆转·失步，不能再确保电动泵所致的油压。如果不再有电动泵的吐出压或者其不足，则在到工艺泵的油压上升期为止之间，怠速熄火结束时有变速器、离合器压力不足，车辆起动迟缓或起动故障发生。电机失步停止的理由，如以往技术所记载的那样，是因为没有低速域中的转子位置的推定技术。当然，如果安装转子位置传感器，则这个问题能解决，但在这种情况下，有传感器的可靠性的问题、布线、安装调整作业等问题。

但是，在本发明的同步电动机驱动系统中，即使是停止状态以及逆转状态，能够推定转子位置，所以不会有任何问题。根据本发明，如图24那样，能够排除减压阀55。作为结果，不再有电动泵的无谓的动作，能以高效提供静音的电动油压系统。

如以上说明的那样，根据本实施方式，在保持将控制结构与以往的120度通电无传感器方式大致相同的状态下，能够实现从停止状态向正转、逆转的两方向的极低速驱动。由此，不用PM电机的转子位置传感器，就能实现以往实现困难的在零速度附近的4象限驱动，能够达成系统的小型化、可靠性提高。

Claims (9)

1.一种同步电动机的驱动系统，具有：

三相同步电动机；

逆变器，向该三相同步电动机供给交流电力，并且由多个开关元件构成；以及

控制器，选择所述三相同步电动机的三相绕组中的通电的两个相，在6个通电模式中，根据脉冲宽度调制动作对所述逆变器进行通电控制，

该控制器具有通电模式决定器，该通电模式决定器检测所述三相同步电动机的非通电相的端子电位、或所述三相同步电动机的作为定子绕组连接点电位的中性点电位，根据该电位的检测值依次切换所述通电模式，

所述同步电动机的驱动系统的特征在于，

所述控制器具备电压指令修正器，该电压指令修正器为了作为所述6个通电模式各自中的通电相的线间电压波形，而向所述同步电动机供给对于所述同步电动机发生正旋转的扭矩的极性的正脉冲电压、对于所述同步电动机发生逆旋转的扭矩的负脉冲电压、和零电压这3种电压的重复波形，修正对于所述同步电动机的施加电压指令；

向所述同步电动机施加所述通电相的线间电压。

2.根据权利要求1记载的同步电动机的驱动系统，其特征在于，

对于所述非通电相的端子电位或所述三相同步电动机的作为定子绕组连接点电位的中性点电位的检测值，与通电相的所述正脉冲电压以及所述负脉冲电压同步地进行各个的采样；

将该采样值与对于各个的检测值的基准电压进行电平比较；

所述同步电动机的驱动系统具备模式切换触发发生器，该模式切换触发发生器与该电平比较的结果对应地输出向正转方向以及逆转方向依次切换所述通电模式的模式切换触发信号；

所述控制器的所述通电模式决定器根据该模式切换触发发生器输出的模式切换触发信号依次切换所述通电模式。

3.根据权利要求1记载的同步电动机的驱动系统，其特征在于，

所述控制器具备PWM发生器，该PWM发生器比较三角波载波和与向所述两个通电相施加的施加电压相当的电压指令而进行脉冲宽度调制；

所述电压指令修正器通过对于所述两个通电相的电压指令加上修正电压，而生成所述正脉冲电压以及负脉冲电压。

4.根据权利要求1记载的同步电动机的驱动系统，其特征在于，

在所述6个通电模式的各个中，所述控制器设为交替地输出所述正脉冲电压和所述负脉冲电压，并且在所述正脉冲电压和负脉冲电压的脉冲串之间输出零电压而向所述同步电动机施加。

5.根据权利要求1记载的同步电动机的驱动系统，其特征在于，

在所述6个通电模式的各个中，所述控制器重复正脉冲电压和零电压这两种电压、或负脉冲电压和零电压而向所述同步电动机施加，并且，在将该电压的组合重复进行多次之后，将与所述正脉冲电压或与负脉冲电压逆极性的脉冲电压向所述同步电动机施加。

6.根据权利要求4或者权利要求5记载的同步电动机的驱动系统，其特征在于，

所述控制器在将所述同步电动机从低速缓缓地向正旋转方向加速时，不改变所述通电相中的负脉冲电压的脉冲宽度，缓缓地扩大所述正脉冲电压的脉冲宽度而加速，然后，缓缓地缩短负脉冲的宽度而向正转方向加速，

或者，在将所述同步电动机从低速缓缓地向逆旋转方向加速时，实质上不改变所述通电相中的正脉冲电压的脉冲宽度，而缓缓地扩大所述负脉冲电压的脉冲宽度而加速，然后，缓缓地缩短正脉冲的宽度而向逆转方向加速。

7.根据权利要求1记载的同步电动机的驱动系统，其特征在于，

所述控制器使用微处理器；

使用该微处理器所具备的三相PWM功能的互补动作，并且，使用外装门阵列电路而关断与所述逆变器的非通电相相当的相的两个开关器件。

8.根据权利要求1记载的同步电动机的驱动系统，其特征在于，

所述控制器使用单片机；

该单片机输出从所述控制器向所述逆变器输出的6个门信号中的、通电相的两相分别对上下开关元件进行互补动作的脉冲，其余的非通电相关断上下的开关元件。

9.根据权利要求1记载的同步电动机的驱动系统，其特征在于，

作为所述同步电动机的负荷，驱动电动油压泵。