JP5960783B2 - ブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータの駆動装置に関し、詳しくは、３相ブラシレスモータの通電モードの切り替え判定を、センサレスで行う駆動装置に関する。

特許文献１には、３相同期電動機において、パルス電圧によって誘起される非通電相の誘起電圧（パルス誘起電圧）を検出し、この誘起電圧と基準電圧とレベル比較し、該レベル比較の結果に応じて通電モードを順次切り替えていく、同期電動機の駆動システムが開示されている。

特開２００９−１８９１７６号公報

ところで、非通電相のパルス誘起電圧は、パルス状の電圧を２相に印加している間において検出するが、電圧印加の開始直後にはパルス誘起電圧が振れるため、パルス電圧のデューティ比が小さいと（電圧印加時間が短いと）、前記振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングしてしまい、これによってパルス誘起電圧を誤検出し、通電モードの切り替えタイミングを誤判定してしまう可能性があった。
また、非通電相のパルス誘起電圧は、パルス電圧のデューティ比によって大きさが変化し、デューティ比が小さいと、電圧検出の分解能を下回る電圧になってしまい、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になってしまう可能性があった。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、パルス誘起電圧に基づく通電モードの切り替えタイミングの判定をより安定して行え、脱調の発生を未然に抑制できるブラシレスモータの駆動装置を提供することを目的とする。

そのため、本願発明は、その一態様として、３相ブラシレスモータの３相のうちパルス電圧を印加する２相を選択する通電モードの切り替えによって前記３相ブラシレスモータを回転駆動する、ブラシレスモータの駆動装置であって、前記３相のうちの２相にパルス電圧を印加することで非通電相に誘起される回転子の位置に応じたパルス誘起電圧と、前記通電モードに応じた閾値との比較に基づいて前記通電モードの切り替えタイミングを検出し、前記ブラシレスモータの制御偏差及び前記制御偏差の積分値に基づいて前記パルス電圧の基本デューティ比を求め、電圧検出の分解能を超える前記パルス誘起電圧を発生させる最小デューティ比と、前記基本デューティ比との大きい方を前記パルス電圧のデューティ比とし、前記基本デューティ比が前記最小デューティ比よりも小さいときに前記制御偏差の積分値の更新を停止するようにした。
また、本願発明は、その一態様として、３相ブラシレスモータの３相のうちパルス電圧を印加する２相を選択する通電モードの切り替えによって前記３相ブラシレスモータを回転駆動する、ブラシレスモータの駆動装置であって、前記３相のうちの２相にパルス電圧を印加することで非通電相に誘起される回転子の位置に応じたパルス誘起電圧と、前記通電モードに応じた閾値との比較に基づいて前記通電モードの切り替えタイミングを検出し、前記ブラシレスモータの制御偏差及び前記制御偏差の積分値に基づいて前記パルス電圧の基本デューティ比を求め、前記パルス誘起電圧が振れる時間と前記パルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換処理時間との合計時間のパルス幅となる最小デューティ比と、前記基本デューティ比との大きい方を前記パルス電圧のデューティ比とし、前記基本デューティ比が前記最小デューティ比よりも小さいときに前記制御偏差の積分値の更新を停止するようにした。
また、本願発明は、その一態様として、３相ブラシレスモータの３相のうちパルス電圧を印加する２相を選択する通電モードの切り替えによって前記３相ブラシレスモータを回転駆動する、ブラシレスモータの駆動装置であって、前記３相のうちの２相にパルス電圧を印加することで非通電相に誘起される回転子の位置に応じたパルス誘起電圧を前記パルス電圧のパルス幅の中央付近でサンプリングし、サンプリングした前記パルス誘起電圧と前記通電モードに応じた閾値との比較に基づいて前記通電モードの切り替えタイミングを検出し、前記ブラシレスモータの制御偏差及び前記制御偏差の積分値に基づいて前記パルス電圧の基本デューティ比を求め、前記パルス誘起電圧が振れる時間と前記パルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換処理時間との長い方の時間の２倍のパルス幅となる最小デューティ比と、前記基本デューティ比との大きい方を前記パルス電圧のデューティ比とし、前記基本デューティ比が前記最小デューティ比よりも小さいときに前記制御偏差の積分値の更新を停止するようにした。

上記発明によると、パルス誘起電圧の検出精度が向上し、パルス誘起電圧に基づく通電モードの切り替えタイミングの判定を安定して行えるため、ブラシレスモータにおける脱調の発生を未然に抑制することができる。また、基本デューティ比が最小デューティ比よりも小さいときに制御偏差の積分値の更新を停止させるから、基本デューティ比が最小デューティ比よりも小さくパルス電圧のデューティ比を最小デューティ比としているときに、制御偏差の積分値が蓄積して過大となることが抑制される。

実施形態における自動車ＡＴ（オートマチック・トランスミッション）用油圧ポンプシステムの構成を示すブロック図である。 実施形態におけるモータ制御装置及びブラシレスモータの構成を示す回路図である。 実施形態における制御器の構成を示すブロック図である。 実施形態におけるブラシレスモータの通電パターンを示すタイムチャートである。 実施形態におけるブラシレスモータの駆動制御のメインルーチンを示すフローチャートである。 実施形態におけるブラシレスモータの駆動制御の詳細を示すフローチャートである。 実施形態における目標モータ回転数の設定特性を示す線図である。 実施形態における非通電相の電圧検出期間を示すタイムチャートである。 実施形態における制限値の設定特性を説明するためのタイムチャートである。 実施形態における制限値の設定特性を説明するためのタイムチャートである。 実施形態における非通電相のパルス誘起電圧とデューティ比との相関を示す線図である。 実施形態におけるモータ温度によるパルス誘起電圧の変化を示す線図である。 実施形態におけるモータ電源電圧によるパルス誘起電圧の変化を示す線図である。 実施形態におけるブラシレスモータの駆動制御の別の例を示すフローチャートである。 実施形態における目標モータ回転数，モータ電流，デューティ比の相関を示すタイムチャートである。 実施形態におけるパルスシフトを行わない場合のＰＷＭ生成を示すタイムチャートである。 実施形態におけるパルスシフトを行った場合のＰＷＭ生成を示すタイムチャートである。

以下に本発明の実施の形態を説明する。
図１は、自動車ＡＴ（オートマチック・トランスミッション）用油圧ポンプシステムの構成を示すブロック図である。
図１に示す自動車ＡＴ用油圧ポンプシステムでは、変速機７やアクチュエータ８にオイルを供給するオイルポンプとして、図外のエンジン（内燃機関）の出力により駆動される機械式オイルポンプ６と、モータで駆動される電動オイルポンプ１とを備えている。

また、エンジンの制御システムとして、自動停止条件の成立時にエンジンを停止し、自動始動条件が成立するとエンジンを再始動するアイドルストップ制御機能を備えており、アイドルストップによってエンジンが停止している間は、機械式オイルポンプ６もその動作を停止するため、アイドルストップ中は、電動オイルポンプ１を作動させて、変速機７やアクチュエータ８に対するオイルの供給を行い、油圧の低下を抑制する。
電動オイルポンプ１は、直結したブラシレスモータ（３相同期電動機）２により駆動される。ブラシレスモータ２は、モータ制御装置（ＭＣＵ）３により、ＡＴ制御装置（ＡＴＣＵ）４からの指令に基づいて制御される。

モータ制御装置（駆動装置）３は、ブラシレスモータ２を駆動制御して電動オイルポンプ１を駆動し、電動オイルポンプ１は、オイルパン１０のオイルを、オイル配管５を介して変速機７やアクチュエータ８に供給する。
エンジン運転中は、エンジン駆動の機械式オイルポンプ６により、変速機７やアクチェータ８にオイル配管９を介してオイルパン１０のオイルが供給され、このとき、ブラシレスモータ２はオフ状態（停止状態）であって、逆止弁１１によって電動オイルポンプ１に向かうオイルの流れは遮断される。

エンジンがアイドルストップによって停止すると、エンジン回転速度が低下し、機械式オイルポンプ６の回転速度が低下してオイル配管９内の油圧が低下するので、エンジンのアイドルストップに同期して、ＡＴ制御装置４がモータ起動の指令をモータ制御装置３に送信する。
起動指令を受けたモータ制御装置３は、ブラシレスモータ２を起動させて電動オイルポンプ１を回転させ、電動オイルポンプ１によるオイルの圧送を開始させる。

そして、機械式オイルポンプ６の吐出圧が低下する一方で、電動オイルポンプ１の吐出圧が設定圧を越えると、逆止弁１１が開弁し、オイルは、オイル配管５、電動オイルポンプ１、逆止弁１１、変速機７・アクチェータ８、オイルパン１０の経路を通って循環するようになる。
尚、本実施形態では、ブラシレスモータ２が、油圧ポンプシステムの電動オイルポンプ１を駆動するが、この他、ハイブリッド車両などにおいてエンジンの冷却水の循環に用いる電動ウォータポンプを駆動するブラシレスモータなどであってもよく、ブラシレスモータ２が駆動する対象機器をオイルポンプに限定するものではない。

図２は、モータ制御装置３及びブラシレスモータ２の詳細を示す。
モータ制御装置３は、モータ駆動回路２１２と、マイクロコンピュータを備えた制御器２１３とを備え、制御器２１３はＡＴ制御装置４との間で通信を行う。
ブラシレスモータ２は、３相ＤＣブラシレスモータ（３相同期電動機）であり、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相の３相巻線２１５ｕ，２１５ｖ，２１５ｗを、図示省略した円筒状の固定子に備え、該固定子の中央部に形成した空間に永久磁石回転子（ロータ）２１６を回転可能に備える。

モータ駆動回路２１２は、逆並列のダイオード２１８ａ〜２１８ｆを含んでなるスイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆを３相ブリッジ接続した回路と、電源回路２１９とを有しており、スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆは例えばＦＥＴで構成される。
スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆの制御端子（ゲート端子）は、制御器２１３に接続され、スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆのオン／オフは、制御器２１３によるパルス幅変調（ＰＷＭ）動作で制御される。

制御器２１３は、ブラシレスモータ２の印加電圧（入力電圧）を演算し、該印加電圧に基づき、駆動回路２１２に出力するパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成する回路であり、図３に示すように、ＰＷＭ発生器２５１、ゲート信号切替器２５２、通電モード決定器２５３、比較器２５４、電圧閾値切替器２５５、電圧閾値学習器２５６、非通電相電圧選択器２５７を備えている。
ＰＷＭ発生器２５１は、印加電圧指令（指令電圧）に基づき、パルス幅変調されたＰＷＭ波を生成する回路である。

通電モード決定器２５３は、モータ駆動回路２１２の通電モード（スイッチングモード）を決定するモード指令信号を順次出力するデバイスであり、比較器２５４が出力するモード切替トリガ信号をトリガとして通電モードを６通りに切り替える。
尚、通電モードとは、３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターンを示す。
ゲート信号切替器２５２は、モータ駆動回路２１２の各スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆがどのような動作でスイッチングするかを、通電モード決定器２５３の出力であるモード指令信号に基づいて決定し、該決定に従い、６つのゲートパルス信号をモータ駆動回路２１２に出力する。

電圧閾値切替器２５５は、非通電相のパルス誘起電圧と閾値との比較に基づく通電モードの切り替え制御における前記閾値を順次切り替えて発生する回路であり、閾値の切り替えタイミングは、通電モード決定器２５３の出力であるモード指令信号に基づき決定される。
非通電相電圧選択器２５７は、モード指令信号に従い、ブラシレスモータ２の３相端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中から非通電相の電圧の検出値を選択し、比較器２５４及び電圧閾値学習器２５６に出力する回路である。
尚、非通電相の端子電圧は、厳密にはグランドＧＮＤ−端子間の電圧であるが、本実施形態では、中性点の電圧を別途検出し、この中性点の電圧とＧＮＤ−端子間電圧との差を求めて、端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとしている。

比較器２５４は、電圧閾値切替器２５７が出力する閾値と非通電相電圧選択器２５７が出力する非通電相の電圧検出値（パルス誘起電圧の検出値）とを比較することで、通電モードの切り替えタイミングを判定し、係る判定結果に基づき、通電モード決定器２５３にモード切替トリガを出力する。
尚、パルス誘起電圧は、２相に対するパルス電圧の印加によって非通電相に誘起される電圧であって、回転子の位置（磁極位置）により磁気回路の飽和状態が変化することから、回転子の位置に応じた誘起電圧が非通電相に発生することになり、非通電相の誘起電圧から回転子位置を推定して、通電モードの切り替えタイミングを検出することができる。

また、電圧閾値学習器２５６は、通電モードの切り替えタイミングの判定に用いる閾値を更新して記憶するデバイスである。
切り替えタイミングの判定のために検出する非通電相のパルス誘起電圧は、ブラシレスモータ２の製造ばらつき、電圧検出回路の検出ばらつきなどによって変動するため、係る誘起電圧のばらつきに対して、閾値として固定値を用いると、通電モードの切り替えタイミングを誤って判定することになってしまう。
そこで、電圧閾値学習器２５６は、通電モードの切り替えタイミングに相当する磁極位置でのパルス誘起電圧を検出することで、閾値を実際の切り替えタイミングで発生する誘起電圧に近づける補正を行い、電圧閾値切替器２５７が記憶している閾値を、補正結果に書き換える。

図４は、各通電モードにおける各相への電圧印加状態を示す。
通電モードは、電気角６０degごとに順次切り替わる６通りの通電モード（１）〜（６）からなり、各通電モード（１）〜（６）において、３相から選択された２相に対してパルス電圧（パルス状の電圧）を印加する。

本実施形態では、Ｕ相のコイルの角度位置を、回転子（磁極）の基準位置（角度０deg）とし、通電モード（３）から通電モード（４）への切り替えを行う回転子の角度位置（磁極位置）を３０degに、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えを行う回転子の角度位置を９０degに、通電モード（５）から通電モード（６）への切り替えを行う回転子の角度位置を１５０degに、通電モード（６）から通電モード（１）への切り替えを行う回転子の角度位置を２１０degに、通電モード（１）から通電モード（２）への切り替えを行う回転子の角度位置を２７０degに、通電モード（２）から通電モード（３）への切り替えを行う回転子の角度位置を３３０degに設定している。

通電モード（１）は、スイッチング素子２１７ａ及びスイッチング素子２１７ｄをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｕ相に電圧Ｖを印加し、Ｖ相に電圧−Ｖを印加し、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流す。
通電モード（２）は、スイッチング素子２１７ａ及びスイッチング素子２１７ｆをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｕ相に電圧Ｖを印加し、Ｗ相に電圧−Ｖを印加し、Ｕ相からＷ相に向けて電流を流す。

通電モード（３）は、スイッチング素子２１７ｃ及びスイッチング素子２１７ｆをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｖ相に電圧Ｖを印加し、Ｗ相に電圧−Ｖを印加し、Ｖ相からＷ相に向けて電流を流す。
通電モード（４）は、スイッチング素子２１７ｂ及びスイッチング素子２１７ｃをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｖ相に電圧Ｖを印加し、Ｕ相に電圧−Ｖを印加し、Ｖ相からＵ相に向けて電流を流す。

通電モード（５）は、スイッチング素子２１７ｂ及びスイッチング素子２１７ｅをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｗ相に電圧Ｖを印加し、Ｕ相に電圧−Ｖを印加し、Ｗ相からＵ相に向けて電流を流す。
通電モード（６）は、スイッチング素子２１７ｅ及びスイッチング素子２１７ｄをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｗ相に電圧Ｖを印加し、Ｖ相に電圧−Ｖを印加し、Ｗ相からＶ相に向けて電流を流す。

尚、上記通電制御の場合、例えば通電モード（１）では、スイッチング素子２１７ａ及びスイッチング素子２１７ｄをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｕ相に電圧Ｖを印加し、Ｖ相に電圧−Ｖを印加し、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流すようにしたが、下段のスイッチング素子２１７ｄの駆動するＰＷＭ波と逆位相のＰＷＭ波で上段のスイッチング素子２１７ｃを駆動し、下段のスイッチング素子２１７ｄがオンであるときに、上段のスイッチング素子２１７ｃをオフさせ、下段のスイッチング素子２１７ｄがオフであるときに、上段のスイッチング素子２１７ｃをオンさせるようにする相補制御方式で、各通電モード（１）〜（６）での通電制御を行わせることができる。
上記のように、６つの通電モード（１）〜（６）を、電気角６０deg毎に切り替えることで、各スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆを、２４０deg毎に１２０deg間通電することから、図４に示すような通電方式は１２０度通電方式と呼ばれる。

図５のフローチャートは、モータ制御装置３によるブラシレスモータ２の駆動制御の概略を示す。
ステップＳ３０１では、通電モードの切り替えタイミングの判定に用いる閾値の学習条件、換言すれば、電圧閾値学習器２５６の作動条件が成立しているか否かを判断する。
具体的には、電源投入直後、又は、電動オイルポンプ１の停止直後など、ブラシレスモータ２の駆動要求が発生していないことを、閾値の学習条件とする。

学習条件が成立していれば、ステップＳ３０２（閾値学習手段）へ進んで、閾値の学習を実施する。
以下に、閾値の学習処理の一例を示す。
例えば、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替え判定に用いる閾値Ｖ4-5を学習する場合には、まず、回転子２１６を通電モード（３）に対応する角度に位置決めする。

通電モード（３）に対応する印加電圧、即ち、Ｖｕ＝０、Ｖｖ＝Ｖin、Ｖｗ＝−Ｖinを各相に加えると、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相の合成磁束に永久磁石回転子２１６が引かれることでトルクが発生し、永久磁石回転子２１６のＮ極が、角度９０degまで回転することになる。
そして、通電モード（３）に対応する電圧印加を行ってから、回転子２１６が角度９０degまで回転するのに要する時間の経過を待って、角度９０degへの位置決めが完了したものと推定する。

尚、通電モード（３）に対応する相通電を行った場合に回転子２１６が引き付けられる角度９０degは、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えを行う角度位置である。
角度９０degへの回転子２１６の位置決めが完了すると、次いで、通電モード（３）に対応する電圧印加パターンから、通電モード（４）に対応する電圧印加パターン、即ち、Ｖｕ＝−Ｖin、Ｖｖ＝Ｖin、Ｖｗ＝０に切り替える。

そして、通電モード（３）に対応する印加電圧から通電モード（４）に対応する印加電圧に切り替えた直後における、通電モード（４）での非通電相であるＷ相の端子電圧Ｖｗを検出し、該端子電圧Ｖｗに基づき、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替え判定に用いる閾値Ｖ4-5を更新して記憶する。
即ち、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えは、前述のように、角度９０degで行わせるように設定されていて、角度９０degになったか否か、換言すれば、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えタイミングになったか否かは、通電モード（４）における非通電相であるＷ相の端子電圧Ｖｗに基づいて判断する。

ここで、通電モード（３）に対応する印加電圧を継続させることで、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えを行う角度位置（９０deg）に位置決めすることができ、係る状態で通電モード（３）から通電モード（４）に切り替えれば、通電モード（４）に切り替えた直後のＷ相の端子電圧Ｖｗは、角度位置９０degにおける非通電相の端子電圧Ｖを示すことになる。
そこで、通電モード（３）に対応する印加電圧を継続させている状態から通電モード（４）に切り替えた直後におけるＷ相の端子電圧Ｖｗに基づき、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替え判定に用いる閾値Ｖ4-5を更新して記憶する。そして、通電モード（４）の非通電相であるＷ相の端子電圧Ｖｗが、閾値Ｖ4-5を横切ったときに（Ｗ相の端子電圧Ｖｗ＝閾値Ｖ4-5になったとき）、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えを実行させるようにする。

他の通電モードの切り替えに用いる閾値も同様にして、更新学習を行える。
尚、閾値の更新処理においては、通電モードの切り替えを行う角度位置での非通電相の端子電圧Ｖを、そのまま閾値として記憶させても良いし、また、前回までの閾値と、今回求めた非通電相の端子電圧Ｖとの加重平均値を新たな閾値として記憶させても良いし、更に、過去複数回にわたって求めた非通電相の端子電圧Ｖの移動平均値を、新たな電圧閾値として記憶させても良い。
また、今回求めた非通電相の端子電圧Ｖが、予め記憶している正常範囲内の値であれば、今回求めた非通電相の端子電圧Ｖに基づく閾値の更新を行い、前記正常範囲から外れている場合には、今回求めた非通電相の端子電圧Ｖに基づく閾値の更新を禁止し、閾値を前回値のまま保持させるとよい。

また、閾値の初期値として設計値を記憶させておき、閾値の学習を１度も経験していない未学習状態では、閾値として初期値（設計値）を用いて通電モードの切り替えタイミングを判断させるようにする。
また、非通電相の電圧が基準電圧に対してマイナス側に振れる（１）→（２）、（３）→（４）、（５）→（６）のモード切替において共通の閾値を設定し、非通電相の電圧が基準電圧に対してプラス側に振れる、（２）→（３）、（４）→（５）、（６）→（１）のモード切替において共通の閾値を設定することができる。

更に、例えば、前述のようにして学習した閾値Ｖ4-5を、（２）→（３）、（４）→（５）、（６）→（１）のモード切替において共通の閾値とし、（１）→（２）、（３）→（４）、（５）→（６）のモード切替においては、閾値Ｖ4-5と絶対値が同じ閾値を共通の閾値として用いることができる。
但し、閾値の学習手段を上記のものに限定するものではなく、公知の種々の学習処理を適宜採用できる。

上記のようにして、ステップＳ３０２で、モード切り替えタイミングの判定に用いる閾値を学習した場合、及び、ステップＳ３０１で学習条件が成立していないと判断した場合には、ステップＳ３０３へ進む。
ステップＳ３０３では、電動オイルポンプ１（ブラシレスモータ２）の駆動要求が発生しているか否かを判断する。本実施形態の場合、アイドルストップ要求の発生が、電動オイルポンプ１の駆動要求の発生を示すことになる。

ここで、電動オイルポンプ１の駆動要求が発生すれば、ステップＳ３０４へ進み、そのときの通電モードでの非通電相の電圧を閾値と比較することで、次の通電モードへの切り替えタイミングを判定し、通電モードを順次切り替えることで、ブラシレスモータ２を駆動させるセンサレスのモータ駆動制御を実施する。
尚、ブラシレスモータ２の起動は、例えば通電モード（３）に応じた電圧印加によって９０degの位置に位置決めした後、通電モード（５）に切り替えて、ブラシレスモータ２を回転させ始め、通電モード（５）から通電モード（６）への切り替えを行う角度位置である１５０degになったことを、通電モード（５）における非通電相であるＶ相の電圧が、通電モード（５）から通電モード（６）への切り替え判定に用いる閾値を横切ったときに判定し、通電モード（６）への切り替えを行う。その後、非通電相の電圧と閾値とを比較して、通電モードを順次切り替えるようにする。

一方、電動オイルポンプ１の駆動要求が発生していない場合は、ステップＳ３０４を迂回して本ルーチンを終了させる。
ここで、前記ステップＳ３０４におけるモータ駆動制御の詳細を、図６のフローチャートに基づいて説明する。

ステップＳ３５１では、ブラシレスモータ２の目標回転数（rpm）を演算する。
本実施形態の電動オイルポンプ１を回転駆動するブラシレスモータ２では、例えば、図７に示すように、オイル温度（ＡＴＦ油温）が高いほど目標回転数（目標モータ回転速度）をより高い回転数に設定する。
ブラシレスモータ２がエンジンに冷却水を循環させるウォータポンプを駆動する場合には、冷却水温度が高いほど目標回転数（目標モータ回転速度）をより高い回転数に設定することができる。

ステップＳ３５２では、ステップＳ３５１で演算した目標回転数と実際のモータ回転数（rpm）とに基づいて印加電圧（入力電圧）の指令値を演算する。
例えば、目標回転数と実際の回転数との偏差に基づく比例積分制御（ＰＩ制御）によって、下式に従って印加電圧（入力電圧）の指令値を決定する。
印加電圧＝回転数偏差＊比例ゲイン＋回転数偏差積分値＊積分ゲイン
回転数偏差＝目標回転数−実回転数

但し、印加電圧の指令値の決定方法を、目標モータ回転数に基づくものに限定するものではなく、例えば、電動オイルポンプ１の目標吐出圧と実吐出圧との偏差に基づき、印加電圧の指令値を決定する方法や、要求トルクに基づき印加電圧の指令値を決定する方法など、公知の決定方法を適宜採用できる。また、目標値に実際値を近づけるための印加電圧の演算処理を、比例積分制御に限定するものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）など公知の演算処理方法を適宜採用できる。

ステップＳ３５３では、モータ印加デューティ（デューティ比）の制限値Dutyminを決定する。前記制限値Dutyminは、相通電をＰＷＭ制御するときのデューティ比の下限値である。制限値（下限値）Dutyminの決定方法については後で詳細に説明する。
ステップＳ３５４（デューティ制限手段）では、ステップＳ３５２で決定した印加電圧（入力電圧）、及び、ステップＳ３５３で決定した制限値Dutyminを基にモータ印加デューティ（デューティ比）を決定する。

まず、基本デューティ（％）を、基本デューティ＝印加電圧／電源電圧＊１００として算出する。
そして、基本デューティ（％）が制限値Dutymin（Dutymin＞０％）よりも大きい場合には、基本デューティをそのまま最終的なモータ印加デューティとし、基本デューティ（％）が制限値Dutyminよりも小さい場合には、制限値Dutyminをモータ印加デューティとすることで、モータ印加デューティが制限値Dutyminを下回ることがないように制限する。

尚、基本デューティが制限値Dutyminよりも小さく、制限値Dutyminをモータ印加デューティとした場合には、目標回転数と実回転数との偏差に基づく印加電圧の要求よりも実際の印加電圧が高くなる。
しかし、後述するように、制限値Dutyminを下回るモータ印加デューティで制御した場合、センサレス制御において通電モードの切り替えタイミングを誤って判断し、脱調する可能性があるので、ブラシレスモータ２の駆動要求がある状態では、回転数偏差に基づく印加電圧の要求を満たすよりも、脱調の抑制を優先すべきであり、上記のようにして、モータ印加デューティが制限値Dutyminを下回ることがないように制限する。
尚、基本デューティ（％）が制限値Dutyminよりも小さく、制限値Dutyminをモータ印加デューティとしている場合には、比例積分制御（ＰＩ制御）における回転数偏差積分値が蓄積して過大となることを抑制するために、回転数偏差積分値の更新を停止するなどの対策を施すことが好ましい。

また、本実施形態のような油圧ポンプシステムの場合、モータ回転数を高精度に制御することは要求されず、また、要求よりも高い印加電圧を与えるから、要求量以上のオイル吐出量を確保でき、油圧低下や潤滑不足などが生じることを抑制できる。また、ブラシレスモータ２がウォータポンプを駆動する場合には、少なくとも要求量以上の冷却水循環量を確保でき、エンジン過熱の発生を抑制できる。

ステップＳ３５５では、そのときの通電モードにおける非通電相の電圧を検出する。具体的には、通電モード（１）の場合はＷ相の電圧を検出し、通電モード（２）の場合はＶ相の電圧を検出し、通電モード（３）の場合はＵ相の電圧を検出し、通電モード（４）の場合はＷ相の電圧を検出し、通電モード（５）の場合はＶ相の電圧を検出し、通電モード（６）の場合はＵ相の電圧を検出する。このような非通電相の選択は、非通電相電圧選択器２５７が通電モード決定器２５３からの信号に基づいて行う。

ここで、非通電相の端子電圧の検出期間を、通電モード（３）を例に図８を参照して説明する。通電モード（３）では、Ｖ相にパルス幅変調動作によって指示電圧に相当する電圧Ｖを印加し、Ｗ相に電圧−Ｖを印加し、Ｖ相からＷ相に向けて電流を流すから、電圧検出相はＵ相であり、このＵ相の端子電圧を、Ｖ相上段のスイッチング素子２１７ｆのオン期間で検出する。
また、通電モードの切り替え直後は、転流電流が発生し、係る転流電流の発生区間で検出した電圧を用いると、通電モードの切り替えタイミングを誤判断することになってしまう。そこで、通電モード切替直後の電圧検出値については、初回から設定回にわたって切り替えタイミングの判断には用いないようにする。前記設定回は、モータ回転数及びモータ電流（モータ負荷）に応じて可変に設定することができ、モータ回転数が高く、モータ電流が高いほど、前記設定回を大きな値に設定する。

ステップ３５６では、低速センサレス制御の実施条件であるか否かを判断する。非通電相に発生する誘起電圧（速度起電圧）の信号をトリガに通電モードの切り替えを行うセンサレス制御では、モータ回転速度が低い領域では、誘起電圧（速度起電圧）が低くなって切り替えタイミングを精度良く検出することが難しくなるので、モータの低回転域では、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき、切り替えタイミングの判断を行うセンサレス制御を行う。

従って、ステップＳ３５６では、速度起電圧をトリガとするモード切り替え判断を行える速度域であるか否かを、モータ回転速度が、設定速度よりも高いか否かに基づき判断する。即ち、前記設定速度は、速度起電圧をトリガとする切り替え判断を行えるモータ回転速度の最小値であり、予め実験やシミュレーションによって決定して記憶しておく。
尚、モータ回転速度は、通電モードの切り替え周期に基づき算出される。また、前記設定速度として、例えば、低速センサレス制御への移行を判断する第１設定速度と、低速センサレス制御の停止を判断する第２設定速度（＞第１設定速度）とを設定し、センサレス制御の切り替えが短時間で繰り返されることを抑制することが好ましい。

ステップＳ３５６で、低速センサレス制御の実施条件であると判断した場合、換言すれば、モータ回転速度が設定速度以下である場合には、ステップＳ３５７（モード切替判定手段）へ進み、非通電相の電圧と閾値（ステップＳ３０２で学習した閾値）とを比較し、非通電相の電圧が閾値を横切ったときに、通電モードの切り替えタイミングを判定してステップＳ３５９へ進み、次の通電モードへの切り替えを実施する。

具体的には、そのときに通電モード（１）であった場合には、非通電相であるＷ相の電圧が、閾値Ｖ1-2以下になったときに、通電モード（２）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（２）であった場合には、非通電相であるＶ相の電圧が、閾値Ｖ2-3以上になったときに、通電モード（３）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（３）であった場合には、非通電相であるＵ相の電圧が、閾値Ｖ3-4以下になったときに、通電モード（４）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（４）であった場合には、非通電相であるＷ相の電圧が、閾値Ｖ4-5以上になったときに、通電モード（５）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（５）であった場合には、非通電相であるＶ相の電圧が、閾値Ｖ5-6以下になったときに、通電モード（６）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（６）であった場合には、非通電相であるＵ相の電圧が、閾値Ｖ6-1以上になったときに、通電モード（１）への切り替えタイミングであると判断する。

一方、ステップＳ３５６で、低速センサレス制御の実施条件ではないと判断した場合、換言すれば、モータ回転速度が設定速度よりも高い場合には、ステップＳ３５８へ進み、非通電相の電圧が零レベルを横切った時点から更に３０deg回転したと判断した時点を、次の通電モードへの切り替えタイミングとして検出する、高速センサレス制御を実施する。
詳細には、３０degをそのときのモータ回転速度に基づいて時間に換算し、ゼロクロス時点から３０degに相当する時間が経過した時点で、次の通電モードへの切り替えタイミングを判定し、ステップＳ３５９へ進んで、次の通電モードに切り替える。

ステップＳ３６０では、通電モードの切り替え周期に基づき、モータ回転速度（回転数rpm）を演算する。
ここで、ステップＳ３５３における制限値（下限値）Dutyminの決定方法を詳細に説明する。
例えば、図９に示すように、ＰＷＭ制御においてキャリア周期毎に増減を繰り返すＰＷＭカウンタの谷（カウンタ値が減少から増大に転じる点）、換言すれば、パルス印加電圧のパルス幅ＰＷの中央付近を、非通電相の電圧のＡ／Ｄ変換タイミング（サンプリングタイミング）とする場合、パルス電圧の印加直後（立ち上がり直後）の非通電相のパルス誘起電圧が振れる期間（電圧振れ時間）が前記パルス幅ＰＷの１／２よりも長いと、パルス誘起電圧が振れている間に、非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることになってしまい、非通電相のパルス誘起電圧を精度良く検出することができない。

また、非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換処理に要する時間（Ａ／Ｄ変換開始から完了までのＡ／Ｄ変換時間）が、前記パルス幅ＰＷの１／２よりも長いと、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまい、この場合も、非通電相のパルス誘起電圧を精度良く検出することができず、ブラシレスモータ２が脱調してしまう可能性がある。
そこで、制限値Dutymin（％）を式（Ａ）に従って演算する。
式（Ａ）…Dutymin＝max（電圧振れ時間、Ａ／Ｄ変換時間）＊２／キャリア周期＊１００

上記の式（Ａ）によると、電圧振れ時間とＡ／Ｄ変換時間との長い方の２倍を最小パルス幅ＰＷminとすることになり、パルス誘起電圧が振れている間に非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまうことを抑制できる。
尚、ＰＷＭ制御においてキャリア周期毎に増減を繰り返すＰＷＭカウンタの山（カウンタ値が増大から減少に転じる点）を非通電相の電圧のＡ／Ｄ変換タイミング（サンプリングタイミング）とする場合や、ＰＷＭ切替りタイミングを非通電相の電圧のＡ／Ｄ変換タイミング（サンプリングタイミング）とする場合にも、上記のようにして制限値Dutyminを算出する。

また、電圧振れ時間及びＡ／Ｄ変換時間は、予め実験やシミュレーションで求めた値を用いることができる他、電圧振れ時間をステップＳ３５３において計測し、計測結果に基づき、制限値Dutyminを決定することができる。
また、非通電相の電圧のＡ／Ｄ変換タイミング（サンプリングタイミング）を任意のタイミングに設定できる場合には、図１０に示すように、電圧振れ時間が経過した直後からＡ／Ｄ変換処理を開始させるようにすれば、非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）を可及的に短いパルス内で行わせることができると共に、パルス誘起電圧が振れている間に非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまうことを抑制できる。

具体的には、式（Ｂ）に従って制限値Dutymin（％）を演算する。
式（Ｂ）…Dutymin＝（電圧振れ時間＋Ａ／Ｄ変換時間）／キャリア周期＊１００
即ち、電圧振れ時間とＡ／Ｄ変換時間との総和よりも長いパルス幅ＰＷとし、電圧振れ時間の経過直後からＡ／Ｄを開始させるようにすれば、パルス誘起電圧が振れている間に非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまうことを抑制できる。

また、非通電相のパルス誘起電圧は、モータ印加デューティ（デューティ比）によって大きさが変化し、図１１に示すように、モータ印加デューティが小さくなると、非通電相のパルス誘起電圧も小さくなり、モータ印加デューティが小さいと電圧検出の分解能を下回る電圧になってしまい、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になってしまう可能性がある。
そこで、電圧検出回路で検出可能なパルス誘起電圧（電圧検出の分解能を上回る電圧）を発生させるモータ印加デューティの最小値を、前記制限値（下限値）Dutyminとすることが好ましい。

ここで、前述の式（Ａ）又は式（Ｂ）で演算した制限値Dutyminと、電圧検出の分解能に基づき設定した制限値Dutyminとのうち、より大きなデューティ比を最終的な制限値Dutyminとすることができる。
このようにして制限値Dutyminを設定すれば、パルス誘起電圧が振れている間に非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまうことを抑制でき、更に、パルス誘起電圧として検出可能な電圧を発生させて通電モードの切り替えタイミングの判定を行えることになり、ブラシレスモータ２における脱調の発生を抑制できる。

従って、上記油圧ポンプシステムであれば、アイドルストップ中に、電動オイルポンプ１からのオイル供給を安定的に行わせて、油圧低下を効果的に抑制でき、また、ブラシレスモータ２でウォータポンプを駆動する場合には、冷却水の循環を安定的に行わせてエンジンの過熱を抑制できる。
尚、モータ印加デューティの制限値Dutyminに基づく制限に加えて、連続的にパルス電圧を印加する時間を長くするために、キャリア周期を増大側（キャリア周波数を低下側）に変更してもよい。

また、前記通電モードの切り替えタイミングを判断するための閾値を学習する際には、モータ印加デューティ（デューティ比）を前記制限値Dutyminとした状態で学習を実施させることが好ましい。
これは、前記制限値Dutyminよりも大きなモータ印加デューティを設定している状態で閾値を学習させると、図１１に示したようにモータ印加デューティが小さいほどパルス誘起電圧が小さくなるから、モータ印加デューティが学習時よりも小さくなった場合に、パルス誘起電圧が閾値を横切らず、通電モードの切り替えが不能になってしまう可能性があるためである。

従って、モータ印加デューティを、最小値である前記制限値Dutyminとした状態で、閾値を学習させるようにし、たとえモータ印加デューティが最小値になったとしても、パルス誘起電圧が閾値に達し、通電モードの切り替えタイミングを判定できるようにする。
また、上記のように、前記制限値Dutyminのデューティ比でパルス電圧を印加させている状態で、通電モードの切り替えタイミングを判断するための閾値の学習を実施した場合には、モータ温度やモータ電源電圧の変化に対し、下記のようにして制限値Dutyminを補正するとよい。

図１２に示すように、閾値を学習したときのモータ印加デューティ（デューティ比）をＡ１（Ａ１＝Dutymin）、閾値を学習したときのモータ温度をＴ１とすると、モータ温度がＴ１よりも高いＴ２になると、通電モードの切り替えタイミング（切り替えを行う磁極位置）での実際のパルス誘起電圧の絶対値は低下する。即ち、デューティ比をDutyminに固定した状態で、モータ温度が上昇すると、通電モードの切り替えタイミングでの実際のパルス誘起電圧の絶対値が低下するので、モータ温度が低いときに学習した閾値を、モータ温度がより高い条件でそのまま用いると、パルス誘起電圧が閾値に達しなくなり、通電モードの切り替えタイミングを判定できなくなってしまう可能性がある。

そこで、学習時のモータ温度Ｔ１よりも高いモータ温度Ｔ２になった場合には、モータ温度の上昇分によるパルス誘起電圧のレベル低下を補うように、制限値Dutyminを増大補正して、モータ印加デューティが制限値Dutyminに設定される場合でのパルス誘起電圧を増大させ、学習時におけるパルス誘起電圧付近に保持されるようにする。換言すれば、デューティ比を制限値Dutymin（下限値）としたときの通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧のモータ温度による変化を抑制する方向に、制限値Dutyminを変更する。

具体的には、学習時からの温度上昇代に対するデューティ増大補正量の相関を予め求めて記憶しておき、そのときのモータ温度Ｔ２と学習時のモータ温度Ｔ１との差からデューティの増大補正量を求め、該増大補正値で制限値Dutyminを増大補正する。図１２に示した例では、デューティ比Ａ１をデューティ比Ａ２に補正する。
これにより、閾値の学習時におけるモータ温度から上昇変化しても、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定して、通電モードの切り替えを順次行える。

尚、モータ温度は、本実施形態の油圧ポンプシステムの場合には、オイル温度などで代表させることができ、オイル温度はセンサで直接的に検出できる他、エンジンの運転条件から推定することが可能である。また、モータ（巻線）の温度を検出するセンサを設けてもよい。
また、モータ温度を検出又は推定する手段を備えず、モータ温度が不明である場合には、モータ温度が最高温度になっても、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定できるように、制限値Dutyminを予め増大補正する。

また、モータ温度が学習時よりも低下した場合には、通電モードの切り替えタイミングでの実際のパルス誘起電圧が増大変化することになり、この場合には、制限値Dutyminを減少補正すれば、学習時におけるパルス誘起電圧付近に保持することになる。但し、パルス誘起電圧が増大変化する場合には、閾値との比較に基づき通電モードの切り替え判定が行えるので、少なくともモータ温度の上昇変化に対する制限値Dutyminの増大補正を行えば、脱調の発生を抑制できる。
尚、モータ印加デューティを制限値Dutyminとして、パルス誘起電圧のレベル判定に用いる閾値を学習する場合に、モータ温度毎に閾値を学習させることができ、この場合、モータ温度の変化に対応する制限値Dutyminの補正を省略することが可能である。

一方、モータの電源電圧も、通電モードの切り替えタイミング（切り替えを行う磁極位置）での実際のパルス誘起電圧の絶対値に影響を与え、図１３に示すように、モータ電源電圧が学習時よりも低下すると、通電モードの切り替えタイミング（切り替えを行う磁極位置）での実際のパルス誘起電圧の絶対値は低下し、パルス誘起電圧が閾値に達しないことで通電モードの切り替えタイミングを判定できなくなってしまう可能性がある。
そこで、学習時のモータ電源電圧よりも低い電源電圧になった場合には、モータ電源電圧の低下分によるパルス誘起電圧のレベル低下を補うように、制限値Dutyminを増大補正して、モータ印加デューティが制限値Dutyminに設定される場合でのパルス誘起電圧を増大させ、学習時におけるパルス誘起電圧付近に保持されるようにする。換言すれば、デューティ比を制限値Dutymin（下限値）としたときの通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧の電源電圧による変化を抑制する方向に、制限値Dutyminを変更する。

具体的には、学習時からの電源電圧の低下代に対するデューティ増大補正量の相関を予め求めて記憶しておき、そのときの電源電圧と学習時の電源電圧との差からデューティの増大補正量を求め、該増大補正値で制限値Dutyminを増大補正する。図１３に示した例では、デューティ比Ａ１をデューティ比Ａ３に補正する。
これにより、閾値の学習時からモータ電源電圧が低下しても、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定して、通電モードの切り替えを順次行える。

また、モータ電源電圧が学習時よりも増加した場合には、通電モードの切り替えタイミングでの実際のパルス誘起電圧が増大変化することになり、この場合には、制限値Dutyminを減少補正すれば、学習時におけるパルス誘起電圧付近に保持することになる。但し、パルス誘起電圧が増大変化する場合には、閾値との比較に基づき通電モードの切り替え判定が行えるので、少なくともモータ電源電圧の低下に対する制限値Dutyminの増大補正を行えば、脱調の発生を抑制できる。
尚、モータ印加デューティを制限値Dutyminとして、パルス誘起電圧のレベル判定に用いる閾値を学習する場合に、モータ電源電圧毎に閾値を学習させることができ、この場合、モータ電源電圧の変化に対応する制限値Dutyminの補正を省略することが可能である。
また、モータ温度に基づく補正と、電源電圧に基づく補正とを双方を、制限値Dutyminに対して施せば、モータ温度及び電源電圧の変化があっても、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定して、通電モードの切り替えを順次行える。

ところで、上記実施形態では、目標回転速度と実際の回転速度との偏差に基づいて決定した印加電圧（入力電圧）をデューティ比に変換し、係るデューティ比が制限値Dutyminを下回ることがないように制限したが、図１４のフローチャートのステップＳ３５４−１及びステップＳ３５４−２に示すように、モータ運転条件に基づき、モータ印加デューティを制限値Dutyminに切り替えることができる。
尚、図１４のフローチャートは、ステップＳ３５４−１及びステップＳ３５４−２以外の各ステップにおいて、図６のフローチャートで説明した処理を同様にして行うので、ステップＳ３５４−１及びステップＳ３５４−２以外の各ステップでの処理内容の説明は省略する。

ステップＳ３５４−１では、モータ印加デューティを制限値Dutyminに切り替える必要があるか否かを判断する。
具体的には、ブラシレスモータ２の負荷が小さい場合に、モータ印加デューティを制限値Dutyminに切り替えるものとし、ブラシレスモータ２の負荷が小さい運転条件とは、例えば、ブラシレスモータ２の目標回転数（rpm）が規定回転数以下でかつモータ電流が規定電流以下であるときである。

従って、ブラシレスモータ２の目標回転数（rpm）が規定回転数以下でかつモータ電流が規定電流以下であれば、モータ印加デューティを制限値Dutyminに切り替える必要があると判断し、ステップＳ３５４−２へ進む。
ステップＳ３５４−２では、目標回転速度と実際の回転速度との偏差に基づいて決定した印加電圧（入力電圧）に基づくデューティ比に代えて、モータ印加デューティを制限値Dutyminに切り替える。

即ち、ブラシレスモータ２の負荷が小さい運転条件では、制限値Dutyminを下回るような低いモータ印加デューティで目標回転数（rpm）に実回転数を近づけることができ、そのままのモータ印加デューティでブラシレスモータ２を駆動制御すると、パルス誘起電圧の振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングし、パルス誘起電圧を誤検出したり、電圧検出の分解能を下回るパルス誘起電圧になったりして、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になってしまう可能性がある。
そこで、目標回転数（rpm）に実回転数を近づけるために要求されるデューティ比が制限値Dutyminを下回るような低負荷領域である場合、予めモータ印加デューティを制限値Dutyminに切り替えることで、パルス誘起電圧の振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングし、パルス誘起電圧を誤検出したり、電圧検出の分解能を下回るパルス誘起電圧になったりして、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になることを抑制する。

従って、制限値Dutyminをモータ印加デューティとする低負荷領域であるか否かを判断する規定回転数及び規定電流は、目標回転数（rpm）に実回転数を近づけるために要求されるデューティ比が制限値Dutyminを下回るような運転領域を判定できるように予め適合される。
図１５は、図１４のフローチャートに示した処理を実施した場合の目標モータ回転速度、モータ電流、モータ印加デューティの変化の例を示すタイムチャートである。この図１５に示すように、目標モータ回転数が規定回転数以下でかつモータ電流が規定電流以下の条件が揃えば、そのときのデューティ比とは無関係に一律に制限値Dutyminに切り替え、目標モータ回転数が規定回転数以下でかつモータ電流が規定電流以下の条件を脱すれば、目標回転数（rpm）に実回転数を近づけるために要求されるデューティ比をモータ印加デューティとする状態に復帰させる。

また、本実施形態のように、車載用のオイルポンプ１を駆動するブラシレスモータ２の場合、極低温から１００℃程度の高温までの温度範囲で使用される可能があるため、オイルの粘度変化によるポンプ負荷の変化が大きい。
ここで、極低温時（負荷が大きい場合）でのポンプ吐出量の応答性を確保するために、ブラシレスモータ２の相通電におけるＰＷＭ制御におけるゲインを大きくすると、高温時（負荷が小さい場合）に吐出量を大きく低下させる指示を与えた場合、過度の補正を行ってしまう結果、ブラシレスモータ２（オイルポンプ１）を停止させてしまう可能性がある。
しかし、上記のようにして、ブラシレスモータ２の相通電をＰＷＭ制御するときのデューティを制限値Dutymin以上に制限すれば、高温時（負荷が小さい場合）に吐出量を大きく低下させる指示を与えても、デューティが制限値Dutyminよりも小さくならず、ブラシレスモータ２（オイルポンプ１）が停止してしまうことを避けることが可能であり、これによって油圧の低下を抑制できる。

また、パルス誘起電圧の振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングしたり、Ａ／Ｄ変換の途中でパルス電圧の印加が途絶えたりして、パルス誘起電圧を誤検出し、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になることを抑制するためには、パルス電圧の印加時間を長くすればよく、パルス電圧の印加時間をより長くする方法として、後述するパルスシフトを実施するとよい。
上記のパルスシフトは、１周期における電圧印加時間の総和であるデューティ比を変更することなく、連続する電圧印加時間を長くする手段であり、係るパルスシフトを実施した上で、前述の制限値Dutyminによるデューティ比の制限を実施すれば、制限値Dutyminを低く抑制して、デューティ比の可変範囲を広く確保できる。

図１６は、一般的なＰＷＭ生成を示す。
図１６において、三角波キャリアの中間値Ｄの値が電圧＝０であり、また、電圧指令値をＢとし、Ｖ相のＰＷＭは、三角波キャリアと電圧指令値Ｄ＋Ｂを比較した結果を用い、Ｗ相のＰＷＭは、三角波キャリアと電圧指令値Ｄ−Ｂを比較した結果を用いている。
即ち、Ｖ相の上段スイッチング素子は、三角波キャリアよりも電圧指令値Ｄ＋Ｂが高い期間においてＯＮとなり、Ｗ相の下段スイッチング素子は、三角波キャリアが電圧指令値Ｄ−Ｂよりも高い期間においてＯＮとなる。

しかし、図１６に示すＰＷＭ生成では、デューティが小さいとＶ相とＷ相とが共に通電している時間であるパルス電圧の印加時間（図１６中の斜線の期間）が短く、非通電相に誘起される電圧を精度良く検出することが難しい。
そこで、図１７に示すパルスシフトを実施することで、図１６に示したＰＷＭ生成と同一のデューティで２相が共に通電している連続時間（パルス電圧の印加時間）をより長くし、非通電相（開放相）に誘起される電圧の検出精度を向上させることができる。

図１７に示すパルスシフトでは、三角波キャリアの山・谷（上昇・下降）のタイミングで、電圧指令値に対して補正を行っている。
具体的には、三角波キャリアの上昇期間では、電圧指令値を電圧＝ＤからＸだけ離れるように、電圧指令値Ｄ＋ＢについてはＤ＋Ｂ＋Ａ（但し、Ａ＝Ｘ−Ｂ）に補正し、電圧指令値Ｄ−ＢについてはＤ−Ｂ−Ａ（但し、Ａ＝Ｘ−Ｂ）に補正し、三角波キャリアの下降期間では、電圧指令値を電圧＝Ｄに近づけるように、電圧指令値Ｄ＋ＢについてはＤ＋Ｂ−Ａ（但し、Ａ＝Ｘ−Ｂ）に補正し、電圧指令値Ｄ−ＢについてはＤ−Ｂ＋Ａ（但し、Ａ＝Ｘ−Ｂ）に補正している。

上記の電圧指令値の補正によって、三角波キャリアの下降期間でＶ相とＷ相とが共に通電している時間が短くなる分だけ、三角波キャリアの上昇期間でＶ相とＷ相とが共に通電している時間が長くなり、デューティ（１周期におけるオン時間）を変えずに、２相が共に通電している連続時間（パルス電圧の印加時間）を長くすることができ、パルス誘起電圧の振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングしたり、Ａ／Ｄ変換中に電圧印加が途絶えることを抑制できる。
以上、好ましい実施形態を具体的に説明したが、当業者であれば、種々の変形態様を採り得ることは自明である。

１…電動オイルポンプ、２…ブラシレスモータ、３…モータ制御装置、２１２…モータ駆動回路、２１３…制御器、２１５ｕ，２１５ｖ，２１５ｗ…巻線、２１６…永久磁石回転子、２１７ａ〜２１７ｆ…スイッチング素子、２５１…ＰＷＭ発生器、２５２…ゲート信号切替器、２５３…通電モード決定器、２５４…比較器（モード切替判定手段）、２５５…電圧閾値切替器、２５６…電圧閾値学習器（電圧学習手段）、２５７…非通電相電圧選択器

Claims (5)

1. ３相ブラシレスモータの３相のうちパルス電圧を印加する２相を選択する通電モードの切り替えによって前記３相ブラシレスモータを回転駆動する、ブラシレスモータの駆動装置であって、
   前記３相のうちの２相にパルス電圧を印加することで非通電相に誘起される回転子の位置に応じたパルス誘起電圧と、前記通電モードに応じた閾値との比較に基づいて前記通電モードの切り替えタイミングを検出し、
   前記ブラシレスモータの制御偏差及び前記制御偏差の積分値に基づいて前記パルス電圧の基本デューティ比を求め、
   電圧検出の分解能を超える前記パルス誘起電圧を発生させる最小デューティ比と、前記基本デューティ比との大きい方を前記パルス電圧のデューティ比とし、
   前記基本デューティ比が前記最小デューティ比よりも小さいときに前記制御偏差の積分値の更新を停止する、ブラシレスモータの駆動装置。
2. ３相ブラシレスモータの３相のうちパルス電圧を印加する２相を選択する通電モードの切り替えによって前記３相ブラシレスモータを回転駆動する、ブラシレスモータの駆動装置であって、
   前記３相のうちの２相にパルス電圧を印加することで非通電相に誘起される回転子の位置に応じたパルス誘起電圧と、前記通電モードに応じた閾値との比較に基づいて前記通電モードの切り替えタイミングを検出し、
   前記ブラシレスモータの制御偏差及び前記制御偏差の積分値に基づいて前記パルス電圧の基本デューティ比を求め、
   前記パルス誘起電圧が振れる時間と前記パルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換処理時間との合計時間のパルス幅となる最小デューティ比と、前記基本デューティ比との大きい方を前記パルス電圧のデューティ比とし、
   前記基本デューティ比が前記最小デューティ比よりも小さいときに前記制御偏差の積分値の更新を停止する、ブラシレスモータの駆動装置。
3. ３相ブラシレスモータの３相のうちパルス電圧を印加する２相を選択する通電モードの切り替えによって前記３相ブラシレスモータを回転駆動する、ブラシレスモータの駆動装置であって、
   前記３相のうちの２相にパルス電圧を印加することで非通電相に誘起される回転子の位置に応じたパルス誘起電圧を前記パルス電圧のパルス幅の中央付近でサンプリングし、サンプリングした前記パルス誘起電圧と前記通電モードに応じた閾値との比較に基づいて前記通電モードの切り替えタイミングを検出し、
   前記ブラシレスモータの制御偏差及び前記制御偏差の積分値に基づいて前記パルス電圧の基本デューティ比を求め、
   前記パルス誘起電圧が振れる時間と前記パルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換処理時間との長い方の時間の２倍のパルス幅となる最小デューティ比と、前記基本デューティ比との大きい方を前記パルス電圧のデューティ比とし、
   前記基本デューティ比が前記最小デューティ比よりも小さいときに前記制御偏差の積分値の更新を停止する、ブラシレスモータの駆動装置。
4. 前記最小デューティ比を前記ブラシレスモータの温度上昇に応じてより高い値に変更する、請求項１から３のいずれか１つに記載のブラシレスモータの駆動装置。
5. 前記最小デューティ比を前記ブラシレスモータの電源電圧の低下に応じてより高い値に変更する、請求項１から４のいずれか１つに記載のブラシレスモータの駆動装置。