JP5552701B2 - ブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータの駆動装置に関し、詳しくは、３相ブラシレスモータの通電モードの切り替え判定を、センサレスで行う駆動装置に関する。

特許文献１には、３相同期電動機において、パルス電圧によって誘起される非通電相の誘起電圧（パルス誘起電圧）を検出し、この誘起電圧と基準電圧とレベル比較し、該レベル比較の結果に応じて通電モードを順次切り替えていく、同期電動機の駆動システムが開示されている。

特開２００９−１８９１７６号公報

ところで、非通電相のパルス誘起電圧は、パルス状の電圧を２相に印加している間において検出するが、電圧印加の開始直後にはパルス誘起電圧が振れるため、パルス電圧のデューティ比が小さいと（電圧印加時間が短いと）、前記振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングしてしまい、これによってパルス誘起電圧を誤検出し、通電モードの切り替えタイミングを誤判定してしまう可能性があった。
また、非通電相のパルス誘起電圧は、パルス電圧のデューティ比によって大きさが変化し、デューティ比が小さいと、電圧検出の分解能を下回る電圧になってしまい、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になってしまう可能性があった。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、パルス誘起電圧に基づく通電モードの切り替えタイミングの判定をより安定して行え、脱調の発生を抑制できるブラシレスモータの駆動装置を提供することを目的とする。

そのため、本願発明の一態様では、３相のブラシレスモータのうち２相にＰＷＭ（パルス幅変調）信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相に誘起されるパルス誘起電圧に基づいて切り替えるブラシレスモータの駆動装置において、前記ＰＷＭ信号の周期に応じた所定の検出タイミングで前記パルス誘起電圧を検出する検出間隔を、ブラシレスモータの実際の回転速度及びブラシレスモータの目標回転速度に基づいて変化させ、実際の回転速度及び目標回転速度に基づいて演算される前記ＰＷＭ信号のデューティ比が所定値未満となった場合、前記所定タイミングにおける前記ＰＷＭ信号のデューティ比である検出時デューティ比を前記所定値に制限し、連続する所定の検出タイミング間において、所定値に制限された検出時デューティ比と、電圧検出手段がパルス誘起電圧を検出しないときのパルス幅変調信号のデューティ比である非検出時デューティ比と、を加算平均した平均デューティ比が、実際の回転速度及び目標回転速度に応じたパルス幅変調信号のデューティ比に近づくように、非検出時デューティ比を設定するようにした。
また、本願発明の別の態様では、３相のブラシレスモータのうち２相にＰＷＭ（パルス幅変調）信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相に誘起されるパルス誘起電圧に基づいて切り替えるブラシレスモータの駆動装置において、前記パルス誘起電圧を前記パルス幅変調信号の周期に応じた所定の検出タイミングで検出し、前記パルス幅変調信号のデューティ比が所定値未満となった場合、前記所定の検出タイミングにおける前記パルス幅変調信号のデューティ比である検出時デューティ比を前記所定値に制限し、連続する前記所定の検出タイミング間において、前記所定値に制限された前記検出時デューティ比と、前記電圧検出手段が前記パルス誘起電圧を検出しないときのパルス幅変調信号のデューティ比である非検出時デューティ比と、を加算平均した平均デューティ比が、前記ブラシレスモータの実際の回転速度及び前記ブラシレスモータの目標回転速度に応じたパルス幅変調信号のデューティ比に近づくように、前記非検出時デューティ比を設定するようにしている。

上記発明によると、パルス誘起電圧の検出精度が向上し、パルス誘起電圧に基づく通電モードの切り替えタイミングの判定を安定して行えるため、ブラシレスモータにおける脱調の発生を抑制することができる。

第１の実施形態における自動車ＡＴ（オートマチック・トランスミッション）用油圧ポンプシステムの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるモータ制御装置及びブラシレスモータの構成を示す回路図である。 第１の実施形態におけるブラシレスモータの通電パターンを示すタイムチャートである。 第１の実施形態におけるブラシレスモータの駆動制御のメインルーチンを示すフローチャートである。 第１の実施形態におけるブラシレスモータの駆動制御の詳細を示すフローチャートである。 第１の実施形態における目標モータ回転速度の設定特性を示す線図である。 第１の実施形態における非通電相の電圧検出期間を示すタイムチャートである。 第１の実施形態における非通電相の電圧検出タイミングを示すタイムチャートである。 第１の実施形態における非通電相の電圧検出タイミングがＮ＝２の場合の目標デューティとモータ印加デューティとの関係を示す線図である。 第１の実施形態における通電モードの切り替え制御の詳細を示すフローチャートである。 第１の実施形態における検出限界値の設定特性を説明するためのタイムチャートである。 第１の実施形態における検出限界値の設定特性を説明するためのタイムチャートである。 第１の実施形態における非通電相のパルス誘起電圧とデューティ比との相関を示す線図である。 第１の実施形態におけるモータ温度によるパルス誘起電圧の変化を示す線図である。 第１の実施形態におけるモータ電源電圧によるパルス誘起電圧の変化を示す線図である。 第１の実施形態におけるパルスシフトを行わない場合のＰＷＭ信号生成を示すタイムチャートである。 第１の実施形態におけるパルスシフトを行った場合のＰＷＭ信号生成を示すタイムチャートである。 第２の実施形態におけるブラシレスモータの駆動制御の詳細を示すフローチャートである。

以下に本発明の第１実施形態を説明する。
図１は、自動車ＡＴ用油圧ポンプシステムの構成を示すブロック図である。
図１に示す自動車ＡＴ用油圧ポンプシステムでは、変速機７やアクチュエータ８にオイルを供給するオイルポンプとして、図外のエンジン（内燃機関）の出力により駆動される機械式オイルポンプ６と、モータで駆動される電動オイルポンプ１とを備えている。

また、エンジンの制御システムとして、自動停止条件の成立時にエンジンを停止し、自動始動条件が成立するとエンジンを再始動するアイドルストップ制御機能を備えており、アイドルストップによってエンジンが停止している間は、機械式オイルポンプ６もその動作を停止するため、アイドルストップ中は、電動オイルポンプ１を作動させて、変速機７やアクチュエータ８に対するオイルの供給を行い、油圧の低下を抑制する。
電動オイルポンプ１は、直結したブラシレスモータ（３相同期電動機）２により駆動される。ブラシレスモータ２は、モータ制御装置（ＭＣＵ）３により、ＡＴ制御装置（ＡＴＣＵ）４からの指令に基づいて制御される。

モータ制御装置（駆動装置）３は、ブラシレスモータ２を駆動制御して電動オイルポンプ１を駆動し、電動オイルポンプ１は、オイルパン１０のオイルを、オイル配管５を介して変速機７やアクチュエータ８に供給する。
エンジン運転中は、エンジン駆動の機械式オイルポンプ６により、変速機７やアクチェータ８にオイル配管９を介してオイルパン１０のオイルが供給され、このとき、ブラシレスモータ２はオフ状態（停止状態）であって、逆止弁１１によって電動オイルポンプ１に向かうオイルの流れは遮断される。

エンジンがアイドルストップによって停止すると、エンジン回転速度が低下し、機械式オイルポンプ６の回転速度が低下してオイル配管９内の油圧が低下するので、エンジンのアイドルストップに同期して、ＡＴ制御装置４がモータ起動の指令をモータ制御装置３に送信する。
起動指令を受けたモータ制御装置３は、ブラシレスモータ２を起動させて電動オイルポンプ１を回転させ、電動オイルポンプ１によるオイルの圧送を開始させる。

そして、機械式オイルポンプ６の吐出圧が低下する一方で、電動オイルポンプ１の吐出圧が設定圧を越えると、逆止弁１１が開弁し、オイルは、オイル配管５、電動オイルポンプ１、逆止弁１１、変速機７・アクチェータ８、オイルパン１０の経路を通って循環するようになる。
なお、本実施形態では、ブラシレスモータ２が、油圧ポンプシステムの電動オイルポンプ１を駆動するが、この他、ハイブリッド車両などにおいてエンジンの冷却水の循環に用いる電動ウォータポンプを駆動するブラシレスモータなどであってもよく、ブラシレスモータ２が駆動する対象機器をオイルポンプに限定するものではない。

図２は、モータ制御装置３及びブラシレスモータ２の詳細を示す。
モータ制御装置３は、モータ駆動回路２１２と、マイクロコンピュータを備えた制御器２１３とを備え、制御器２１３はＡＴ制御装置４との間で通信を行う。
ブラシレスモータ２は、３相ＤＣ（Direct Current）ブラシレスモータ（３相同期電動機）であり、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相の３相巻線２１５ｕ，２１５ｖ，２１５ｗを、図示省略した円筒状の固定子に備え、該固定子の中央部に形成した空間に永久磁石回転子（ロータ）２１６を回転可能に備える。

モータ駆動回路２１２は、逆並列のダイオード２１８ａ〜２１８ｆを含んでなるスイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆを３相ブリッジ接続した回路と、電源回路２１９とを有しており、スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆは例えばＦＥＴで構成される。
スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆの制御端子（ゲート端子）は、制御器２１３に接続され、スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆのオン／オフは、制御器２１３によるＰＷＭ動作で制御される。

制御器２１３は、ブラシレスモータ２の印加電圧（入力電圧）を演算し、該印加電圧に基づいてＰＷＭ信号を生成するとともに、３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターン（通電モード）を所定の切り替えタイミングに従って順次切り替えていく回路である。そして、制御器２１３は、モータ駆動回路２１２の各スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆがどのような動作でスイッチングするかを、ＰＷＭ信号及び通電モードに基づいて決定し、該決定に従い、６つのゲート信号をモータ駆動回路２１２に出力する。

制御器２１３は、前記所定の切り替えタイミングを以下のようにして検出する。
すなわち、２相に対するパルス電圧の印加により、ブラシレスモータ２の３相端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち非通電相に誘起される電圧（パルス誘起電圧）は、回転子の位置（磁極位置）により磁気回路の飽和状態が変化することに応じて変化する。このパルス誘起電圧の検出値と、通電モードにより異なる所定の閾値と、を比較することで、回転子の位置を推定し、通電モードの切り替えタイミングを検出する。
なお、非通電相の端子電圧は、厳密にはグランドＧＮＤ−端子間の電圧であるが、本実施形態では、中性点の電圧を別途検出し、この中性点の電圧とＧＮＤ−端子間電圧との差を求めて、端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとしている。

図３は、各通電モードにおける各相への電圧印加状態を示す。
通電モードは、電気角６０degごとに順次切り替わる６通りの通電モード（１）〜（６）からなり、各通電モード（１）〜（６）において、３相から選択された２相に対してパルス電圧（パルス状の電圧）を印加する。

本実施形態では、Ｕ相のコイルの角度位置を、回転子（磁極）の基準位置（角度０deg）とし、通電モード（３）から通電モード（４）への切り替えを行う回転子の角度位置（磁極位置）を３０degに、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えを行う回転子の角度位置を９０degに、通電モード（５）から通電モード（６）への切り替えを行う回転子の角度位置を１５０degに、通電モード（６）から通電モード（１）への切り替えを行う回転子の角度位置を２１０degに、通電モード（１）から通電モード（２）への切り替えを行う回転子の角度位置を２７０degに、通電モード（２）から通電モード（３）への切り替えを行う回転子の角度位置を３３０degに設定している。

通電モード（１）は、スイッチング素子２１７ａ及びスイッチング素子２１７ｄをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｕ相に電圧Ｖを印加し、Ｖ相に電圧−Ｖを印加し、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流す。
通電モード（２）は、スイッチング素子２１７ａ及びスイッチング素子２１７ｆをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｕ相に電圧Ｖを印加し、Ｗ相に電圧−Ｖを印加し、Ｕ相からＷ相に向けて電流を流す。

通電モード（３）は、スイッチング素子２１７ｃ及びスイッチング素子２１７ｆをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｖ相に電圧Ｖを印加し、Ｗ相に電圧−Ｖを印加し、Ｖ相からＷ相に向けて電流を流す。
通電モード（４）は、スイッチング素子２１７ｂ及びスイッチング素子２１７ｃをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｖ相に電圧Ｖを印加し、Ｕ相に電圧−Ｖを印加し、Ｖ相からＵ相に向けて電流を流す。

通電モード（５）は、スイッチング素子２１７ｂ及びスイッチング素子２１７ｅをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｗ相に電圧Ｖを印加し、Ｕ相に電圧−Ｖを印加し、Ｗ相からＵ相に向けて電流を流す。
通電モード（６）は、スイッチング素子２１７ｅ及びスイッチング素子２１７ｄをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｗ相に電圧Ｖを印加し、Ｖ相に電圧−Ｖを印加し、Ｗ相からＶ相に向けて電流を流す。

なお、上記通電制御の場合、例えば通電モード（１）では、スイッチング素子２１７ａ及びスイッチング素子２１７ｄをオン制御し、他を全てオフとすることで、Ｕ相に電圧Ｖを印加し、Ｖ相に電圧−Ｖを印加し、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流すようにしたが、下段のスイッチング素子２１７ｄを駆動するＰＷＭ信号と逆位相のＰＷＭ信号で上段のスイッチング素子２１７ｃを駆動し、下段のスイッチング素子２１７ｄがオンであるときに、上段のスイッチング素子２１７ｃをオフさせ、下段のスイッチング素子２１７ｄがオフであるときに、上段のスイッチング素子２１７ｃをオンさせるようにする相補制御方式で、各通電モード（１）〜（６）での通電制御を行わせることができる。
上記のように、６つの通電モード（１）〜（６）を、電気角６０deg毎に切り替えることで、各スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆを、２４０deg毎に１２０deg間通電することから、図３に示すような通電方式は１２０度通電方式と呼ばれる。

図４は、モータ制御装置３において所定時間ごとに繰り返し行われるブラシレスモータ２の駆動制御の概略を示す。

ところで、切り替えタイミングの判定のために検出する非通電相のパルス誘起電圧は、ブラシレスモータ２の製造ばらつき、電圧検出回路の検出ばらつきなどによって変動するため、かかる誘起電圧のばらつきに対して、閾値として固定値を用いると、通電モードの切り替えタイミングを誤って判定することになってしまう。
このため、通電モードの切り替えタイミングに相当する磁極位置でのパルス誘起電圧を検出することで、閾値を実際の切り替えタイミングで発生する誘起電圧に近づける補正を行い、予め制御器２１３が記憶している閾値を補正結果に書き換える学習処理を行う。

ステップＳ３０１では、通電モードの切り替えタイミングの判定に用いる閾値の学習条件が成立しているか否かを判断する。
具体的には、電源投入直後、又は、電動オイルポンプ１の停止直後など、ブラシレスモータ２の駆動要求が発生していないことを、閾値の学習条件とする。

学習条件が成立していれば、ステップＳ３０２（閾値学習手段）へ進んで、閾値の学習を実施する。
以下に、閾値の学習処理の一例を示す。
例えば、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替え判定に用いる閾値Ｖ4-5を学習する場合には、まず、回転子２１６を通電モード（３）に対応する角度に位置決めする。

通電モード（３）に対応する印加電圧、即ち、Ｖｕ＝０、Ｖｖ＝Ｖin、Ｖｗ＝−Ｖinを各相に加えると、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相の合成磁束に永久磁石回転子２１６が引かれることでトルクが発生し、永久磁石回転子２１６のＮ極が、角度９０degまで回転することになる。
そして、通電モード（３）に対応する電圧印加を行ってから、回転子２１６が角度９０degまで回転するのに要する時間の経過を待って、角度９０degへの位置決めが完了したものと推定する。

なお、通電モード（３）に対応する相通電を行った場合に回転子２１６が引き付けられる角度９０degは、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えを行う角度位置である。
角度９０degへの回転子２１６の位置決めが完了すると、次いで、通電モード（３）に対応する電圧印加パターンから、通電モード（４）に対応する電圧印加パターン、即ち、Ｖｕ＝−Ｖin、Ｖｖ＝Ｖin、Ｖｗ＝０に切り替える。

そして、通電モード（３）に対応する印加電圧から通電モード（４）に対応する印加電圧に切り替えた直後における、通電モード（４）での非通電相であるＷ相の端子電圧Ｖｗを検出し、該端子電圧Ｖｗに基づき、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替え判定に用いる閾値Ｖ4-5を更新して記憶する。
即ち、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えは、前述のように、角度９０degで行わせるように設定されていて、角度９０degになったか否か、換言すれば、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えタイミングになったか否かは、通電モード（４）における非通電相であるＷ相の端子電圧Ｖｗに基づいて判断する。

ここで、通電モード（３）に対応する印加電圧を継続させることで、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えを行う角度位置（９０deg）に位置決めすることができ、係る状態で通電モード（３）から通電モード（４）に切り替えれば、通電モード（４）に切り替えた直後のＷ相の端子電圧Ｖｗは、角度位置９０degにおける非通電相の端子電圧Ｖを示すことになる。
そこで、通電モード（３）に対応する印加電圧を継続させている状態から通電モード（４）に切り替えた直後におけるＷ相の端子電圧Ｖｗに基づき、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替え判定に用いる閾値Ｖ4-5を更新して記憶する。そして、通電モード（４）の非通電相であるＷ相の端子電圧Ｖｗが、閾値Ｖ4-5を横切ったときに（Ｗ相の端子電圧Ｖｗ＝閾値Ｖ4-5になったとき）、通電モード（４）から通電モード（５）への切り替えを実行させるようにする。

他の通電モードの切り替えに用いる閾値も同様にして、更新学習を行える。
なお、閾値の更新処理においては、通電モードの切り替えを行う角度位置での非通電相の端子電圧Ｖを、そのまま閾値として記憶させても良いし、また、前回までの閾値と、今回求めた非通電相の端子電圧Ｖとの加重平均値を新たな閾値として記憶させても良いし、更に、過去複数回にわたって求めた非通電相の端子電圧Ｖの移動平均値を、新たな電圧閾値として記憶させても良い。
また、今回求めた非通電相の端子電圧Ｖが、予め記憶している正常範囲内の値であれば、今回求めた非通電相の端子電圧Ｖに基づく閾値の更新を行い、前記正常範囲から外れている場合には、今回求めた非通電相の端子電圧Ｖに基づく閾値の更新を禁止し、閾値を前回値のまま保持させるとよい。

また、閾値の初期値として設計値を記憶させておき、閾値の学習を１度も経験していない未学習状態では、閾値として初期値（設計値）を用いて通電モードの切り替えタイミングを判断させるようにする。
また、非通電相の電圧が基準電圧に対してマイナス側に振れる（１）→（２）、（３）→（４）、（５）→（６）のモード切替において共通の閾値を設定し、非通電相の電圧が基準電圧に対してプラス側に振れる、（２）→（３）、（４）→（５）、（６）→（１）のモード切替において共通の閾値を設定することができる。

更に、例えば、前述のようにして学習した閾値Ｖ4-5を、（２）→（３）、（４）→（５）、（６）→（１）のモード切替において共通の閾値とし、（１）→（２）、（３）→（４）、（５）→（６）のモード切替においては、閾値Ｖ4-5と絶対値が同じ閾値を共通の閾値として用いることができる。
但し、閾値の学習手段を上記のものに限定するものではなく、公知の種々の学習処理を適宜採用できる。

上記のようにして、ステップＳ３０２で、モード切り替えタイミングの判定に用いる閾値を学習した場合、及び、ステップＳ３０１で学習条件が成立していないと判断した場合には、ステップＳ３０３へ進む。
ステップＳ３０３では、電動オイルポンプ１（ブラシレスモータ２）の駆動要求が発生しているか否かを判断する。本実施形態の場合、アイドルストップ要求の発生が、電動オイルポンプ１の駆動要求の発生を示すことになる。

ここで、電動オイルポンプ１の駆動要求が発生すれば、ステップＳ３０４へ進み、そのときの通電モードでの非通電相の電圧を閾値と比較することで、次の通電モードへの切り替えタイミングを判定し、通電モードを順次切り替えることで、ブラシレスモータ２を駆動させるセンサレスのモータ駆動制御を実施する。
なお、ブラシレスモータ２の起動は、例えば、通電モード（３）に応じた電圧印加によって９０degの位置に位置決めした後、通電モード（５）に切り替えて、ブラシレスモータ２を回転させ始め、通電モード（５）から通電モード（６）への切り替えを行う角度位置である１５０degになったことを、通電モード（５）における非通電相であるＶ相の電圧が、通電モード（５）から通電モード（６）への切り替え判定に用いる閾値を横切ったときに判定し、通電モード（６）への切り替えを行う。その後、非通電相の電圧と閾値とを比較して、通電モードを順次切り替えるようにする。

一方、電動オイルポンプ１の駆動要求が発生していない場合は、ステップＳ３０４を迂回して本処理を終了させる。
次に、前記ステップＳ３０４におけるモータ駆動制御の詳細を、図５のフローチャートに基づいて説明する。

ステップＳ３４１では、ブラシレスモータ２の目標回転速度を演算する。
本実施形態の電動オイルポンプ１を回転駆動するブラシレスモータ２では、例えば、図６に示すように、オイル温度（ＡＴＦ（Automatic Transmission Fluid）油温）が高いほど目標回転速度をより高い回転速度に設定する。
ブラシレスモータ２がエンジンに冷却水を循環させるウォータポンプを駆動する場合には、冷却水温度が高いほど目標回転速度をより高い回転速度に設定することができる。

ステップＳ３４２では、ステップＳ３４１で演算した目標回転速度と実際のモータ回転速度とに基づいて印加電圧（入力電圧）の指令値を演算する。
例えば、目標回転速度と実際の回転速度との偏差に基づく比例積分制御（ＰＩ制御）によって、下式に従って印加電圧（入力電圧）の指令値を決定する。
印加電圧＝回転速度偏差＊比例ゲイン＋回転速度偏差積分値＊積分ゲイン
回転速度偏差＝目標回転速度−実際の回転速度

但し、印加電圧の指令値の決定方法を、目標回転速度に基づくものに限定するものではなく、例えば、電動オイルポンプ１の目標吐出圧と実吐出圧との偏差に基づき、印加電圧の指令値を決定する方法や、要求トルクに基づき印加電圧の指令値を決定する方法など、公知の決定方法を適宜採用できる。また、目標値に実際値を近づけるための印加電圧の演算処理を、比例積分制御に限定するものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）など公知の演算処理方法を適宜採用できる。

ステップＳ３４３では、ステップＳ３４２で決定した印加電圧（入力電圧）に基づいて、モータ印加デューティ（デューティ比）の目標値Ｄｔを決定する。具体的には、目標デューティ（％）を目標デューティＤｔ＝印加電圧／電源電圧＊１００から算出する。
ステップＳ３４４では、相通電をＰＷＭ制御するときにおいて、非通電相の電圧を検出可能なモータ印加デューティ（デューティ比）の下限である検出限界値Ｄlim（所定値）を決定する。検出限界値Ｄlimの決定方法については後で詳細に説明する。

ステップＳ３４５では、ステップＳ３４３で算出した目標デューティＤｔとステップＳ３４４で決定した検出限界値Ｄlimとの大小比較を行う。目標デューティＤｔが検出限界値Ｄlim以上である場合には、ステップＳ３４６へ進む。
ステップＳ３４６では、目標デューティＤｔをそのまま最終的なモータ印加デューティとして決定し、ステップＳ３４７へ進む。

ステップＳ３４７（電圧検出手段の一部）では、そのときの通電モードにおける非通電相の電圧を検出する。具体的には、通電モード（１）の場合はＷ相の電圧を検出し、通電モード（２）の場合はＶ相の電圧を検出し、通電モード（３）の場合はＵ相の電圧を検出し、通電モード（４）の場合はＷ相の電圧を検出し、通電モード（５）の場合はＶ相の電圧を検出し、通電モード（６）の場合はＵ相の電圧を検出する。

ここで、非通電相の端子電圧の検出期間を、通電モード（３）を例に図７を参照して説明する。通電モード（３）では、Ｖ相にパルス幅変調動作によって印加電圧に相当する電圧Ｖを印加し、Ｗ相にパルス幅変調動作によって印加電圧に相当する電圧−Ｖを印加し、Ｖ相からＷ相に向けて電流を流すから、電圧検出相はＵ相であり、このＵ相の端子電圧を、Ｗ相下段のスイッチング素子２１７ｆのオン期間で検出する。
また、通電モードの切り替え直後は、転流電流が発生し、係る転流電流の発生区間で検出した電圧を用いると、通電モードの切り替えタイミングを誤判断することになってしまう。そこで、通電モード切替直後の電圧検出値については、初回から設定回にわたって切り替えタイミングの判断には用いないようにする。前記設定回は、モータ回転速度及びモータ電流（モータ負荷）に応じて可変に設定することができ、モータ回転速度が高く、モータ電流が高いほど、前記設定回を大きな値に設定する。

ステップＳ３４８では、ステップＳ３４７で検出した非通電相の端子電圧に基づいて、通電モードの切り替え制御を行う。

一方、ステップＳ３４５において、目標デューティＤｔが検出限界値Ｄlim未満である場合には、ステップＳ３４９へ進む。このように、目標デューティＤｔが検出限界値Ｄlim以上となる場合とは別の処理を行うのは、後述するように、検出限界値Ｄlimを下回るモータ印加デューティで制御した場合、センサレス制御において通電モードの切り替えタイミングを誤って判断し、脱調する可能性があるからである。このため、ブラシレスモータ２の脱調を抑制しつつ、回転速度偏差に基づく印加電圧の要求を可能な限り満たすべく、以下のＳ３４９〜Ｓ３５１の処理ステップを実行する。

ステップＳ３４９（電圧検出手段の一部）では、非通電相の端子電圧をＰＷＭ信号の周期に応じて検出するための検出タイミングを設定する。例えば、図８に示すように、ＰＷＭキャリアＮ周期につき１回検出するとした場合のＮの値（１以上の整数）を、実際のモータ回転速度、目標回転速度、ＰＷＭキャリア周波数などの種々のパラメータに基づいて設定する。
そして、ステップＳ３５０（制限手段）では、ステップＳ３４９で設定したＮに基づいて、ＰＷＭキャリアＮ周期のうち、ステップＳ３４７で非通電相の端子電圧を検出するときのＰＷＭ信号のデューティ比である検出時デューティＤ１を検出限界値Ｄlimとして決定する。換言すれば、検出時デューティＤ１の下限値を検出限界値Ｄlimに制限している。
また、ステップＳ３５１（設定手段）では、連続する検出タイミング間において、非通電相の端子電圧を検出しないときの（Ｎ−１）回分についてのＰＷＭ信号のデューティ比である非検出時デューティＤ２〜ＤＮ（≧０）を式（１）に従って設定する。
Ｄ２〜ＤＮ＝（目標デューティＤｔ＊Ｎ−検出限界値Ｄlim）／（Ｎ−１）

つまり、検出限界値Ｄlimに制限された検出時デューティＤ１をＰＷＭキャリアＮ周期につき１回確保できるようにした上で、ＰＷＭキャリアのＮ周期分の平均デューティＤav、すなわちＤav＝（Ｄ１＋Ｄ２＋…＋ＤＮ）／Ｎなる式で算出される値が目標デューティＤｔとなるように、非検出時デューティＤ２〜ＤＮを設定する。なお、Ｎ＝１の場合、非検出時デューティＤ２〜ＤＮの設定は行わない。また、Ｎの値が大きく、Ｎ／（Ｎ−１）≒１と近似できる場合には、制御器２１３の演算負荷を軽減すべくＤ２〜ＤＮの値を、夫々、目標デューティＤｔとしてもよい。

このように検出時デューティＤ１及び非検出時デューティＤ２を決定することで、ブラシレスモータ２の脱調を抑制しつつ、回転速度偏差に基づく印加電圧の要求を満たすことが可能なモータ印加デューティの最小値Ｄminは、実質的に平均デューティＤavの最小値として表される。このため、最小値Ｄminは検出限界値Ｄlimから平均デューティＤavの最小値Ｄlim／Ｎまで低減されるので、電動オイルポンプ１の作動領域を低域で拡大させることが可能となる。

例えば、非通電相の端子電圧を検出する検出タイミングをＮ＝２とした場合、図９に示すように、目標デューティＤｔが検出限界値Ｄlim未満となったときには、検出時デューティＤ１及び非検出時デューティＤ２が、Ｄ１＝Ｄlim、Ｄ２＝Ｄｔ＊２−Ｄlimとして決定される。したがって、平均デューティＤavの最小値はＤlim／２となり、最小値Ｄminは検出限界値Ｄlimに対して実質的に半減する。

ここで、ステップＳ３４９において、Ｎの値は、通電モードの切り替えタイミングの判定遅れによる脱調を抑制すべく、ブラシレスモータ２の実際の回転速度又は目標回転速度が上昇するにつれて徐々に又は段階的に小さくなるように設定される。但し、ＰＷＭキャリア周波数によっては制御器２１３の演算負荷が高くなるので、Ｎの最小値は、通電モードの切り替えタイミングの判定遅れによる脱調抑制と制御器２１３の演算負荷とを比較考量して設定される。

前述したＮの値の設定について換言すれば、Ｎの値は、平均デューティＤavの最小値（＝Ｄlim／Ｎ）をより低減すべく、ブラシレスモータ２の実際の回転速度又は目標回転速度が低下するにつれて徐々に又は段階的に大きくなるように設定される。通電モードの切り替え間隔は実際の回転速度又は目標回転速度が低下するにつれて長くなるので、Ｎの値を大きくすることができる。但し、Ｎの最大値は、通電モードの切り替えタイミングを判定できるように、ブラシレスモータ２の動作保証最低回転速度、ロータマグネット極対数、及びＰＷＭキャリア周波数などに応じて制限される。

前述のＮの値の設定において、例えば、ブラシレスモータ２の実際の回転速度又は目標回転速度が所定回転速度以上である場合にはＮ＝１と設定する、すなわちＰＷＭキャリア１周期ごとに端子電圧を検出する検出タイミングとすることができる。このような設定の場合、所定回転速度以上では、ブラシレスモータ２は目標デューティＤｔよりも高い検出限界値Ｄlimで駆動されるので、実際の印加電圧は、目標回転速度と実際の回転速度の偏差に基づく印加電圧の要求よりも高くなる。つまり、所定回転速度は回転速度偏差に基づく印加電圧の要求よりも脱調の抑制を優先すべき回転速度である。
なお、制御器２１３による制御を簡易にすべく、目標デューティＤｔが検出限界値Ｄlim以上の場合にＮ＝１と設定してもよい。

また、ステップＳ３４９において、ブラシレスモータ２の実際の回転速度と目標回転速度とのいずれか大きい方の回転速度を選択し、選択した回転速度に応じて、前述のようにＮの値が徐々に又は段階的に変化するように設定されてもよい。例えば、ブラシレスモータ２の実際の回転速度が目標回転速度よりも大きい場合、実際の回転速度が目標回転速度に向けて増大していくことが予想されるので、Ｎの値を目標回転速度に応じて予め小さくすることにより脱調を抑制して安全に制御できる。

前記ステップＳ３５１を実行した後、ステップＳ３４７へ進む。なお、ステップＳ３４７では、目標デューティＤｔが検出限界値Ｄlim以上となる場合と同様に、非通電相の端子電圧を検出するが、検出タイミングがＰＷＭキャリアＮ周期に１回である点で異なる。
次に、前記ステップＳ３４８における通電モードの切り替え制御の詳細を、図１０のフローチャートに基づいて説明する。

ステップ３８１では、低速センサレス制御の実施条件であるか否かを判断する。非通電相に発生する誘起電圧（速度起電圧）の信号をトリガに通電モードの切り替えを行うセンサレス制御では、モータ回転速度が低い領域では、誘起電圧（速度起電圧）が低くなって切り替えタイミングを精度良く検出することが難しくなるので、モータの低回転域では、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき、切り替えタイミングの判断を行うセンサレス制御を行う。

従って、ステップＳ３８１では、速度起電圧をトリガとするモード切り替え判断を行える速度域であるか否かを、モータ回転速度が、設定速度よりも高いか否かに基づき判断する。即ち、前記設定速度は、速度起電圧をトリガとする切り替え判断を行えるモータ回転速度の最小値であり、予め実験やシミュレーションによって決定して記憶しておく。
なお、モータ回転速度は、通電モードの切り替え周期に基づき算出される。また、前記設定速度として、例えば、低速センサレス制御への移行を判断する第１設定速度と、低速センサレス制御の停止を判断する第２設定速度（＞第１設定速度）とを設定し、センサレス制御の切り替えが短時間で繰り返されることを抑制するとよい。

ステップＳ３８１で、低速センサレス制御の実施条件であると判断した場合、換言すれば、モータ回転速度が設定速度以下である場合には、ステップＳ３８２（モード切替判定手段）へ進み、非通電相の電圧と閾値（ステップＳ３０２で学習した閾値）とを比較し、非通電相の電圧が閾値を横切ったときに、通電モードの切り替えタイミングを判定してステップＳ３８４へ進み、次の通電モードへの切り替えを実施する。

具体的には、そのときに通電モード（１）であった場合には、非通電相であるＷ相の電圧が、閾値Ｖ1-2以下になったときに、通電モード（２）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（２）であった場合には、非通電相であるＶ相の電圧が、閾値Ｖ2-3以上になったときに、通電モード（３）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（３）であった場合には、非通電相であるＵ相の電圧が、閾値Ｖ3-4以下になったときに、通電モード（４）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（４）であった場合には、非通電相であるＷ相の電圧が、閾値Ｖ4-5以上になったときに、通電モード（５）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（５）であった場合には、非通電相であるＶ相の電圧が、閾値Ｖ5-6以下になったときに、通電モード（６）への切り替えタイミングであると判断し、そのときに通電モード（６）であった場合には、非通電相であるＵ相の電圧が、閾値Ｖ6-1以上になったときに、通電モード（１）への切り替えタイミングであると判断する。

一方、ステップＳ３８１で、低速センサレス制御の実施条件ではないと判断した場合、換言すれば、モータ回転速度が設定速度よりも高い場合には、ステップＳ３８３へ進み、非通電相の電圧が零レベルを横切った時点から更に３０deg回転したと判断した時点を、次の通電モードへの切り替えタイミングとして検出する、高速センサレス制御を実施する。
詳細には、３０degをそのときのモータ回転速度に基づいて時間に換算し、零クロス時点から３０degに相当する時間が経過した時点で、次の通電モードへの切り替えタイミングを判定し、ステップＳ３８４へ進んで、次の通電モードに切り替える。

ステップＳ３８５では、通電モードの切り替え周期に基づき、モータ回転速度を演算する。
ここで、ステップＳ３４４における検出限界値Ｄlimの決定方法を詳細に説明する。
例えば、図１１に示すように、ＰＷＭ制御においてキャリア周期毎に増減を繰り返すＰＷＭカウンタの谷（カウンタ値が減少から増大に転じる点）、換言すれば、パルス印加電圧のパルス幅ＰＷの中央付近を、非通電相の電圧のＡ／Ｄ変換タイミング（サンプリングタイミング）とする場合、パルス電圧の印加直後（立ち上がり直後）の非通電相のパルス誘起電圧が振れる期間（電圧振れ時間）が前記パルス幅ＰＷの１／２よりも長いと、パルス誘起電圧が振れている間に、非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることになってしまい、非通電相のパルス誘起電圧を精度良く検出することができない。

また、非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換処理に要する時間（Ａ／Ｄ変換開始から完了までのＡ／Ｄ変換時間）が、前記パルス幅ＰＷの１／２よりも長いと、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまい、この場合も、非通電相のパルス誘起電圧を精度良く検出することができず、ブラシレスモータ２が脱調してしまう可能性がある。
そこで、検出限界値Ｄlim（％）を式（Ａ）に従って演算する。
式（Ａ）…Ｄlim＝max（電圧振れ時間、Ａ／Ｄ変換時間）＊２／キャリア周期＊１００

上記の式（Ａ）によると、電圧振れ時間とＡ／Ｄ変換時間との長い方の２倍を検出限界値Ｄlimとすることになり、パルス誘起電圧が振れている間に非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまうことを抑制できる。
なお、ＰＷＭ制御においてキャリア周期毎に増減を繰り返すＰＷＭカウンタの山（カウンタ値が増大から減少に転じる点）を非通電相の電圧のＡ／Ｄ変換タイミング（サンプリングタイミング）とする場合や、ＰＷＭ切替りタイミングを非通電相の電圧のＡ／Ｄ変換タイミング（サンプリングタイミング）とする場合にも、上記のようにして検出限界値Ｄlimを算出する。

また、電圧振れ時間及びＡ／Ｄ変換時間は、予め実験やシミュレーションで求めた値を用いることができる他、電圧振れ時間をステップＳ３４４において計測し、計測結果に基づき、検出限界値Ｄlimを決定することができる。
また、非通電相の電圧のＡ／Ｄ変換タイミング（サンプリングタイミング）を任意のタイミングに設定できる場合には、図１２に示すように、電圧振れ時間が経過した直後からＡ／Ｄ変換処理を開始させるようにすれば、非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）を可及的に短いパルス内で行わせることができると共に、パルス誘起電圧が振れている間に非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまうことを抑制できる。

具体的には、式（Ｂ）に従って検出限界値Ｄlim（％）を演算する。
式（Ｂ）…Ｄlim＝（電圧振れ時間＋Ａ／Ｄ変換時間）／キャリア周期＊１００
即ち、電圧振れ時間とＡ／Ｄ変換時間との総和よりも長いパルス幅ＰＷとし、電圧振れ時間の経過直後からＡ／Ｄを開始させるようにすれば、パルス誘起電圧が振れている間に非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまうことを抑制できる。

また、非通電相のパルス誘起電圧は、モータ印加デューティ（デューティ比）によって大きさが変化し、図１３に示すように、モータ印加デューティが小さくなると、非通電相のパルス誘起電圧も小さくなり、モータ印加デューティが小さいと電圧検出の分解能を下回る電圧になってしまい、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になってしまう可能性がある。
そこで、電圧検出回路で検出可能なパルス誘起電圧（電圧検出の分解能を上回る電圧）を発生させるモータ印加デューティの最小値を、前記検出限界値Ｄlimとするとよい。

ここで、前述の式（Ａ）又は式（Ｂ）で演算した検出限界値Ｄlimと、電圧検出の分解能に基づき設定した検出限界値Ｄlimとのうち、より大きなデューティ比を最終的な検出限界値Ｄlimとすることができる。
このようにして検出限界値Ｄlimを設定すれば、パルス誘起電圧が振れている間に非通電相のパルス誘起電圧のＡ／Ｄ変換（サンプリング）が行われることを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換処理中に通電相に対する電圧の印加が停止してしまうことを抑制でき、更に、パルス誘起電圧として検出可能な電圧を発生させて通電モードの切り替えタイミングの判定を行えることになり、ブラシレスモータ２における脱調の発生を抑制できる。

従って、上記油圧ポンプシステムであれば、アイドルストップ中に、電動オイルポンプ１からのオイル供給を安定的に行わせて、油圧低下を効果的に抑制でき、また、ブラシレスモータ２でウォータポンプを駆動する場合には、冷却水の循環を安定的に行わせてエンジンの過熱を抑制できる。
なお、モータ印加デューティの検出限界値Ｄlimに基づく制限に加えて、連続的にパルス電圧を印加する時間を長くするために、キャリア周期を増大側（キャリア周波数を低下側）に変更してもよい。

また、前記通電モードの切り替えタイミングを判断するための閾値を学習する際には、モータ印加デューティ（デューティ比）を前記検出限界値Ｄlimとした状態で学習を実施させるとよい。
これは、前記検出限界値Ｄlimよりも大きなモータ印加デューティを設定している状態で閾値を学習させると、図１３に示したようにモータ印加デューティが小さいほどパルス誘起電圧が小さくなるから、モータ印加デューティが学習時よりも小さくなった場合に、パルス誘起電圧が閾値を横切らず、通電モードの切り替えが不能になってしまう可能性があるためである。

従って、パルス誘起電圧検出時のモータ印加デューティを、最小値である前記検出限界値Ｄlimとした状態で閾値を学習させるようにし、たとえモータ印加デューティが最小値になったとしても、パルス誘起電圧が閾値に達し、通電モードの切り替えタイミングを判定できるようにする。
また、上記のように、前記検出限界値Ｄlimのデューティ比でパルス電圧を印加させている状態で、通電モードの切り替えタイミングを判断するための閾値の学習を実施した場合には、モータ温度やモータ電源電圧の変化に対し、下記のようにして検出限界値Ｄlimを補正するとよい。

図１４に示すように、閾値を学習したときのモータ印加デューティ（デューティ比）をＡ１（Ａ１＝Ｄlim）、閾値を学習したときのモータ温度をＴ１とすると、モータ温度がＴ１よりも高いＴ２になると、通電モードの切り替えタイミング（切り替えを行う磁極位置）での実際のパルス誘起電圧の絶対値は低下する。即ち、デューティ比を検出限界値Ｄlimに固定した状態で、モータ温度が上昇すると、通電モードの切り替えタイミングでの実際のパルス誘起電圧の絶対値が低下するので、モータ温度が低いときに学習した閾値を、モータ温度がより高い条件でそのまま用いると、パルス誘起電圧が閾値に達しなくなり、通電モードの切り替えタイミングを判定できなくなってしまう可能性がある。

そこで、学習時のモータ温度Ｔ１よりも高いモータ温度Ｔ２になった場合には、モータ温度の上昇分によるパルス誘起電圧のレベル低下を補うように、検出限界値Ｄlimを増大補正して、モータ印加デューティが検出限界値Ｄlimに設定される場合でのパルス誘起電圧を増大させ、学習時におけるパルス誘起電圧付近に保持されるようにする。換言すれば、デューティ比を検出限界値Ｄlimとしたときの通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧のモータ温度による変化を抑制する方向に、検出限界値Ｄlimを変更する。

具体的には、学習時からの温度上昇代に対するデューティ増大補正量の相関を予め求めて記憶しておき、そのときのモータ温度Ｔ２と学習時のモータ温度Ｔ１との差からデューティの増大補正量を求め、該増大補正値で検出限界値Ｄlimを増大補正する。図１４に示した例では、検出限界値Ｄlimをデューティ比Ａ１からデューティ比Ａ２にすることで補正する。
これにより、閾値の学習時におけるモータ温度から上昇変化しても、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定して、通電モードの切り替えを順次行える。

なお、モータ温度は、本実施形態の油圧ポンプシステムの場合には、オイル温度などで代表させることができ、オイル温度はセンサで直接的に検出できる他、エンジンの運転条件から推定することが可能である。また、モータ（巻線）の温度を検出するセンサを設けてもよい。
また、モータ温度を検出又は推定する手段を備えず、モータ温度が不明である場合には、モータ温度が最高温度になっても、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定できるように、検出限界値Ｄlimを予め増大補正する。

また、モータ温度が学習時よりも低下した場合には、通電モードの切り替えタイミングでの実際のパルス誘起電圧が増大変化することになる。この場合には、検出限界値Ｄlimを、非通電相（開放相）の電圧が正確に検出可能な範囲で減少補正すれば、実際のパルス誘起電圧は学習時におけるパルス誘起電圧付近に保持されることになる。但し、パルス誘起電圧が増大変化する場合には、閾値との比較に基づき通電モードの切り替え判定が行えるので、少なくともモータ温度の上昇変化に対する検出限界値Ｄlimの増大補正を行えば、脱調の発生を抑制できる。
なお、モータ印加デューティを検出限界値Ｄlimとして、パルス誘起電圧のレベル判定に用いる閾値を学習する場合に、モータ温度毎に閾値を学習させることができ、この場合、モータ温度の変化に対応する検出限界値Ｄlimの補正を省略することが可能である。

一方、モータの電源電圧も、通電モードの切り替えタイミング（切り替えを行う磁極位置）での実際のパルス誘起電圧の絶対値に影響を与え、図１５に示すように、モータ電源電圧が学習時よりも低下すると、通電モードの切り替えタイミング（切り替えを行う磁極位置）での実際のパルス誘起電圧の絶対値は低下し、パルス誘起電圧が閾値に達しないことで通電モードの切り替えタイミングを判定できなくなってしまう可能性がある。
そこで、学習時のモータ電源電圧よりも低い電源電圧になった場合には、モータ電源電圧の低下分によるパルス誘起電圧のレベル低下を補うように、検出限界値Ｄlimを増大補正して、モータ印加デューティが検出限界値Ｄlimに設定される場合でのパルス誘起電圧を増大させ、学習時におけるパルス誘起電圧付近に保持されるようにする。換言すれば、デューティ比を検出限界値Ｄlimとしたときの通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧の電源電圧による変化を抑制する方向に、検出限界値Ｄlimを変更する。

具体的には、学習時からの電源電圧の低下代に対するデューティ増大補正量の相関を予め求めて記憶しておき、そのときの電源電圧と学習時の電源電圧との差からデューティの増大補正量を求め、該増大補正値で検出限界値Ｄlimを増大補正する。図１５に示した例では、検出限界値Ｄlimをデューティ比Ａ１からデューティ比Ａ３にして補正する。
これにより、閾値の学習時からモータ電源電圧が低下しても、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定して、通電モードの切り替えを順次行える。

また、モータ電源電圧が学習時よりも増加した場合には、通電モードの切り替えタイミングでの実際のパルス誘起電圧が増大変化することになる。この場合には、検出限界値Ｄlimを、非通電相（開放相）の電圧が正確に検出可能な範囲で減少補正すれば、実際のパルス誘起電圧は学習時におけるパルス誘起電圧付近に保持されることになる。但し、パルス誘起電圧が増大変化する場合には、閾値との比較に基づき通電モードの切り替え判定が行えるので、少なくともモータ電源電圧の低下に対する検出限界値Ｄlimの増大補正を行えば、脱調の発生を抑制できる。
なお、モータ印加デューティを検出限界値Ｄlimとして、パルス誘起電圧のレベル判定に用いる閾値を学習する場合に、モータ電源電圧毎に閾値を学習させることができ、この場合、モータ電源電圧の変化に対応する検出限界値Ｄlimの補正を省略することが可能である。
また、モータ温度に基づく補正と、電源電圧に基づく補正とを双方を、検出限界値Ｄlimに対して施せば、モータ温度及び電源電圧の変化があっても、パルス誘起電圧と閾値との比較に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定して、通電モードの切り替えを順次行える。

また、パルス誘起電圧の振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングしたり、Ａ／Ｄ変換の途中でパルス電圧の印加が途絶えたりして、パルス誘起電圧を誤検出し、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になることを抑制するためには、パルス電圧の印加時間を長くすればよく、パルス電圧の印加時間をより長くする方法として、後述するパルスシフトを実施するとよい。
上記のパルスシフトは、１周期における電圧印加時間の総和であるデューティ比を変更することなく、連続する電圧印加時間を長くする手段であり、係るパルスシフトを実施した上で、前述の検出限界値Ｄlimによるデューティ比の制限を実施すれば、検出限界値Ｄlimを低く抑制して、デューティ比の可変範囲を広く確保できる。

図１６は、一般的なＰＷＭ信号生成を示す。
図１６において、三角波キャリアの中間値Ｄの値が電圧＝０であり、また、電圧指令値をＢとし、Ｖ相のＰＷＭ信号は、三角波キャリアと電圧指令値Ｄ＋Ｂを比較した結果を用い、Ｗ相のＰＷＭ信号は、三角波キャリアと電圧指令値Ｄ−Ｂを比較した結果を用いている。
即ち、Ｖ相の上段スイッチング素子は、三角波キャリアよりも電圧指令値Ｄ＋Ｂが高い期間においてＯＮとなり、Ｗ相の下段スイッチング素子は、三角波キャリアが電圧指令値Ｄ−Ｂよりも高い期間においてＯＮとなる。

しかし、図１６に示すＰＷＭ信号生成では、デューティが小さいとＶ相とＷ相とが共に通電している時間であるパルス電圧の印加時間（図１６中の斜線の期間）が短く、非通電相に誘起される電圧を精度良く検出することが難しい。
そこで、図１７に示すパルスシフトを実施することで、図１７に示したＰＷＭ信号生成と同一のデューティで２相が共に通電している連続時間（パルス電圧の印加時間）をより長くし、非通電相に誘起される電圧の検出精度を向上させることができる。

図１７に示すパルスシフトでは、三角波キャリアの山・谷（上昇・下降）のタイミングで、電圧指令値に対して補正を行っている。
具体的には、三角波キャリアの上昇期間では、電圧指令値を電圧＝ＤからＸだけ離れるように、電圧指令値Ｄ＋ＢについてはＤ＋Ｂ＋Ａ（但し、Ａ＝Ｘ−Ｂ）に補正し、電圧指令値Ｄ−ＢについてはＤ−Ｂ−Ａ（但し、Ａ＝Ｘ−Ｂ）に補正し、三角波キャリアの下降期間では、電圧指令値を電圧＝Ｄに近づけるように、電圧指令値Ｄ＋ＢについてはＤ＋Ｂ−Ａ（但し、Ａ＝Ｘ−Ｂ）に補正し、電圧指令値Ｄ−ＢについてはＤ−Ｂ＋Ａ（但し、Ａ＝Ｘ−Ｂ）に補正している。

上記の電圧指令値の補正によって、三角波キャリアの下降期間でＶ相とＷ相とが共に通電している時間が短くなる分だけ、三角波キャリアの上昇期間でＶ相とＷ相とが共に通電している時間が長くなり、デューティ（１周期におけるオン時間）を変えずに、２相が共に通電している連続時間（パルス電圧の印加時間）を長くすることができ、パルス誘起電圧の振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングしたり、Ａ／Ｄ変換中に電圧印加が途絶えることを抑制できる。

次に、本発明の第２実施形態を説明する。なお、第１実施形態と同一構成については、同一符号を付すことでその説明を省略又は簡潔にする。
第２実施形態におけるモータ制御装置３は、ステップＳ３０４のモータ駆動制御において、目標デューティＤtが検出限界値Ｄlim未満となった場合に、非通電相の端子電圧を検出するための検出タイミングの設定を行わずにＮを固定値としたこと、すなわち図５におけるステップＳ３４９を省略した点で、第１実施形態と相違する。
図１８は、第２実施形態でＮ＝２と固定した場合におけるステップＳ３０４のモータ駆動制御の詳細を示すフローチャートである。

ステップＳ４０１では、制御器２１３のＲＯＭ（Read Only Memory）などに記憶された固定の検出タイミング（ＰＷＭ信号の周期に応じて２周期に１回）に基づいて、２回のうち１回検出するときの検出時デューティＤ１を検出限界値Ｄlimとして設定する。
ステップＳ４０２では、２回のうち１回検出しないときの非検出時デューティＤ２を下式に従って設定する。
Ｄ２＝目標デューティＤｔ＊２−検出限界値Ｄlim

第２実施形態におけるモータ制御装置３によれば、目標デューティＤtが検出限界値Ｄlim未満となった場合に、非通電相の端子電圧を検出するための検出タイミングの設定を行う必要がないので、制御器２１３の演算負荷を軽減することができる。
以上、好ましい実施形態を具体的に説明したが、当業者であれば、種々の変形態様を採り得ることは自明である。

ここで、上記実施形態から把握し得る請求項以外の技術的思想について、以下に効果と共に記載する。
（イ）請求項２に記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記制限手段が、モータ温度の上昇変化に対して前記所定値を増大補正するブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、モータ温度が上昇し、通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧の絶対値が低下することで、通電モードの切り替え判定ができなくなることを抑制すべく、前記所定値を増大補正して通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧の絶対値の低下を抑制する。

（ロ）請求項２又は（イ）に記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記制限手段が、モータ電源電圧の低下に対して前記所定値を増大補正するブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、モータ電源電圧が低下し、通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧の絶対値が低下することで、通電モードの切り替え判定ができなくなることを抑制すべく、所定値を増大補正して通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧の絶対値の低下を抑制する。

（ハ）請求項２並びに（イ）及び（ロ）のいずれか１つに記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記制限手段が、前記パルス電圧の印加開始直後において前記パルス誘起電圧が変動する時間と、前記パルス誘起電圧をＡ／Ｄ変換するのに要する時間と、の総和の時間でパルス電圧が印加されるときのデューティ比を前記所定値として設定するブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、パルス誘起電圧が変動する時間を避け、かつ、Ａ／Ｄ変換時間を確保でき、パルス誘起電圧をＡ／Ｄ変換によって精度良くサンプリングできる。

（ニ）請求項２並びに（イ）及び（ロ）のいずれか１つに記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記制限手段が、前記バルス電圧の印加開始直後において前記パルス誘起電圧が変動する時間と、前記パルス誘起電圧をＡ／Ｄ変換するのに要する時間とのうちの長い方の時間の２倍以上の時間でパルス電圧が印加されるときのデューティ比を前記所定値として設定するブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、例えば、パルス電圧を印加している間の中間点でＡ／Ｄ変換処理を開始する場合に、パルス誘起電圧が変動する期間中にＡ／Ｄ変換が開始されてしまうことを抑制でき、かつ、Ａ／Ｄ変換中にパルス電圧の印加が停止してしまうことを抑制できる。

（ホ）請求項２及び（イ）〜（ニ）のいずれか１つに記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記非通電相に誘起される誘起電圧と閾値とを比較して、前記通電モードの切り替えタイミングを判定するモード切替判定手段と、
前記パルス電圧のデューティ比を前記所定値とした状態で、前記モード切替判定手段における閾値を学習する閾値学習手段と、
を更に含んで構成されたブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、デューティ比を所定値とすることで、通電モードの切り替えタイミングにおけるパルス誘起電圧が低い状態で閾値を学習することになり、所定値以上のデューティ比において、学習した閾値に基づき通電モードの切り替えタイミングを判定できる。

（ヘ）（イ）又は（ロ）に記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記非通電相に誘起される誘起電圧と閾値とを比較して、前記通電モードの切り替えタイミングを判定するモード切替判定手段と、
前記パルス電圧のデューティ比を前記所定値とした状態で、前記モード切替判定手段における閾値を学習する閾値学習手段と、を更に備え、
前記モータ温度の上昇変化又はモータ電源電圧の低下が、前記閾値を学習したときの温度からの上昇変化又は前記閾値を学習したときの電源電圧からの低下であるブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、閾値を学習したときの温度から上昇変化し、通電モードの切り替えタイミングでのパルス誘起電圧が閾値に達しない可能性がある場合には、所定値を増大補正し、通電モードの切り替えタイミングでのパルス誘起電圧の絶対値の増大を図る。また、閾値を学習したときの電源電圧から低下し、通電モードの切り替えタイミングでのパルス誘起電圧が閾値に達しない可能性がある場合には、所定値を増大補正し、通電モードの切り替えタイミングでのパルス誘起電圧の絶対値の増大を図る。

（ト）請求項２、並びに（イ）、（ロ）、（ホ）及び（へ）のいずれか１つに記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記制限手段が、パルス誘起電圧の振れ時間，Ａ／Ｄ変換時間，電圧検出回路の分解能のうちの少なくとも１つに基づき前記所定値を設定するブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、パルス誘起電圧の振れ時間を避けてパルス誘起電圧をサンプリングし、Ａ／Ｄ変換時間を確保し、電圧検出回路の分解能を越えるパルス誘起電圧が発生するように、所定値を設定する。
また、連続して通電している時間が長いパルスシフトでのデューティ比を所定値以上に制限することで、パルスシフトを使用しない場合よりも低デューティ比でモータを駆動することが可能となり、極低回転時の省電力化を図ることができる。

（チ）請求項１〜５及び（イ）〜（ト）のいずれか１つに記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記ブラシレスモータは電動ポンプを駆動し、該電動ポンプは車両又はエンジンに用いられる冷却水又は暖機用温水を吐出する電動ウォータポンプであるブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、ブラシレスモータの脱調を抑制しつつ所定値を下回るデューティ比で駆動できるので、電動ポンプの可変容量（流量）を低域で拡大させ、ポンプ性能を十分に発揮することができる。

（リ）請求項１〜請求項３及び（イ）〜（チ）のいずれか１つに記載のブラシレスモータの駆動装置において、
前記電圧検出手段は、前記パルス幅変調信号のデューティ比が所定値未満となった場合において、前記所定の検出タイミングを固定値とするブラシレスモータの駆動装置。
上記構成によると、パルス幅変調信号のデューティ比が所定値未満となった場合において、非通電相の端子電圧を検出するための検出タイミングを設定する必要がなくなるので、駆動装置における演算負荷を軽減することができる。

１…電動オイルポンプ、２…ブラシレスモータ、３…モータ制御装置、２１２…モータ駆動回路、２１３…制御器、２１５ｕ，２１５ｖ，２１５ｗ…巻線、２１６…永久磁石回転子、２１７ａ〜２１７ｆ…スイッチング素子

Claims (3)

1. ３相のブラシレスモータのうち２相にパルス幅変調信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相に誘起されるパルス誘起電圧に基づいて切り替えるブラシレスモータの駆動装置であって、
   前記パルス幅変調信号の周期に応じた所定の検出タイミングで前記パルス誘起電圧を検出する検出間隔を、前記ブラシレスモータの実際の回転速度及び前記ブラシレスモータの目標回転速度に基づいて変化させる電圧検出手段と、
   前記実際の回転速度及び前記目標回転速度に基づいて演算される前記パルス幅変調信号のデューティ比が所定値未満となった場合、前記所定の検出タイミングにおける前記パルス幅変調信号のデューティ比である検出時デューティ比を前記所定値に制限する制限手段と、
   連続する前記所定の検出タイミング間において、前記所定値に制限された前記検出時デューティ比と、前記電圧検出手段が前記パルス誘起電圧を検出しないときのパルス幅変調信号のデューティ比である非検出時デューティ比と、を加算平均した平均デューティ比が、前記実際の回転速度及び前記目標回転速度に応じたパルス幅変調信号のデューティ比に近づくように、前記非検出時デューティ比を設定する設定手段と、
   を含んで構成されたことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。
2. 前記所定の検出タイミングで前記パルス誘起電圧を検出する検出間隔は、前記実際の回転速度又は前記目標回転速度が所定回転速度以上である場合、前記パルス幅変調信号の１周期であることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータの駆動装置。
3. ３相のブラシレスモータのうち２相にパルス幅変調信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相に誘起されるパルス誘起電圧に基づいて切り替えるブラシレスモータの駆動装置であって、
   前記パルス誘起電圧を前記パルス幅変調信号の周期に応じた所定の検出タイミングで検出する電圧検出手段と、
   前記パルス幅変調信号のデューティ比が所定値未満となった場合、前記所定の検出タイミングにおける前記パルス幅変調信号のデューティ比である検出時デューティ比を前記所定値に制限する制限手段と、
   連続する前記所定の検出タイミング間において、前記所定値に制限された前記検出時デューティ比と、前記電圧検出手段が前記パルス誘起電圧を検出しないときのパルス幅変調信号のデューティ比である非検出時デューティ比と、を加算平均した平均デューティ比が、前記ブラシレスモータの実際の回転速度及び前記ブラシレスモータの目標回転速度に応じたパルス幅変調信号のデューティ比に近づくように、前記非検出時デューティ比を設定する設定手段と、
   を含んで構成されたことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。