JP3829838B2 - センサレスブラシレスモータ - Google Patents

Description

本発明は、例えば種々の小型モータに適用して好適なセンサレスブラシレスモータに関する。

一般に例えば小型モータとしてロータの回転位置検出用のセンサ及びブラシを有さない例えば３相センサレスブラシレスモータが提案されている。これはセンサ例えばホール素子を用いず、ロータが回転するときに３相のステータを構成する励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに誘起される逆起電圧を用いてロータの位置を検出し、各励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗへの通電タイミングを決めて通電してロータを回転することにより、励磁感応素子例えばホール素子等より成る位置検出センサを不要としたものである。

斯るセンサレスブラシレスモータの例として図４、図５、図６に示す如き３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータが提案されている。この３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータのロータ１としては図５に示す如く、環状にＮ極及びＳ極が順次４極着磁された筒状体より成り、またステータ２としては図５に示す如く、この筒状体のロータ１内に配され、ロータ１に対応し、図５に示す如く鉄芯に巻装された３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗが電気角で順次１２０°間隔で配置されたものである。

このステータ２の３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗは図４に示す如くＹ字状に接続され、励磁コイル通電回路３は励磁電流を例えば先ず励磁コイルＵ→Ｖと流し、次に励磁コイルＵ→Ｗと流し、順次励磁コイルＶ→Ｗ、励磁コイルＶ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｖと順次切換えて流し、これを順次繰り返す如くする。

この場合、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４により励磁電流が流れない励磁コイル例えば励磁電流が励磁コイルＵ→Ｖと流れるときは励磁コイルＷを選択する如くし、この励磁電流が流れない励磁コイルに発生するロータ１の回転による逆起電圧を演算増幅回路より成る電圧比較回路５の一方の入力端子に供給すると共にこの励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点に得られる中点電圧を基準電圧として電圧比較回路５の他方の入力端子に供給する。

この電圧比較回路５の出力側には、この励磁電流が流れない励磁コイルに得られるロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号が得られ、このロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号を通電タイミング信号生成回路６及び逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路７に供給する。

この通電タイミング信号生成回路６においてはロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電すべき励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗを選択する図６Ａ，Ｂ及びＣに示す如き順次位相が１２０°づつ異なる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを発生し、この通電タイミング信号生成回路６に得られる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを励磁コイル通電回路３に供給し、励磁電流を通電する２相の励磁コイルを順次切換る如くする。またこの通電タイミング信号生成回路６にてこのロータ１の回転速度を検出するＦＧ信号を生成する。６ａはこのＦＧ信号の出力端子である。

また、逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路７は、この電圧比較回路５の出力側に得られるロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電されない逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する選択タイミング信号を生成する。この逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路７に得られる選択タイミング信号を逆起電圧検出励磁コイル選択回路４に供給し、逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する。

また、図４において、８はこのセンサレスブラシレスモータのロータ１の回転速度を制御するためのパルス幅変調回路を示し、このパルス幅変調回路８は回転速度の誤差に応じたパルス幅の図６Ｄに示す如きパルス幅変調信号を生成し、このパルス幅変調回路８で生成した、回転速度の誤差に応じたパルス幅のパルス幅変調信号を励磁コイル通電回路３に供給する如くする。８ａはこのロータ１の回転速度の誤差信号が供給される誤差信号入力端子である。

この励磁コイル通電回路３においては、図６Ａ，Ｂ，Ｃに示す如き通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ，ＷＳとこの図６Ｄに示す如きパルス幅変調信号との論理積で励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電し所定の回転速度を得る如くしている。

斯るセンサレスブラシレスモータにおいてはホール素子等の位置センサを用いず、ロータ１の回転により励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに発生する逆起電圧を検出することによりロータ１の位置を検出する。このため、この逆起電圧に何らかのノイズが重畳すると、このロータ１の位置検出精度が低下する。

特に低速回転時には、この逆起電圧自体が小さいため検出精度は更に低下する。この逆起電圧に重畳するノイズは様々なものが考えられるが、上述の如くパルス幅変調信号を使用してロータ１を駆動するようにしたときには、通電されている励磁コイルのパルス幅変調信号による急峻な電圧変化の影響が顕著となる。

この励磁コイルの急峻な電圧変化によるノイズの発生につき更に述べるに、通電中の励磁コイルにはパルス幅変調信号により外部から電圧が断続的に印加され、その結果この通電中の励磁コイルにコモンで接続された逆起電圧を検出している励磁コイルにも電圧変化が生じる。

この逆起電圧を検出している励磁コイルに生じる電圧変化は、最初にコモン側端子に電圧変化が生じ、次にもう一方の端子にこの電圧変化が伝わるため、この時間差により励磁コイルの両端に瞬間的に電圧が発生し、これが逆起電圧に重畳するノイズとなる。

従って、パルス幅変調信号が例えば図７Ａに示す如きであったときは逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側に得られる逆起電圧４ａは図７Ｂに示す如く、このパルス幅変調信号８ｂの立上り及び立下りによる電圧の乱れが重畳されたものとなる。

この図４例の場合、電圧比較回路５の基準電圧は図７Ｂに示す如く零ボルトであり、この電圧比較回路５の出力側に得られる出力信号は図７Ｃに示す如く乱れ、ロータ１の位置検出を良好に行うことができない不都合があった。

そこで従来、特許文献１に示す如くこの図７Ｃに示す如き電圧比較回路５の出力信号をパルス幅変調信号８ｂの立上り又は立下り時点からこのパルス幅変調信号の周期の略１／２時間ずらしたタイミングでサンプリングし、このサンプリングされた信号がハイレベル“１”又はローレベル“０”となった点を位置検出点とするようにしたものが提案されている。
特開平１１−４５９５号公報

然しながら、特許文献１に示す如く、図７Ｃに示す如き、電圧比較回路５の出力信号をパルス幅変調信号８ｂの立上り又は立下り時点からこのパルス幅変調信号の周期の略１／２時間ずらしたタイミングでサンプリングしたときにも、図７Ｃ及び図７Ｄに示す如く、「サンプリング３」の位置でハイレベル“１”となり、次の「サンプリング４」の位置でローレベル“０”となり、その次の「サンプリング５」の位置でハイレベル“１”となり、この場合位置検出が不安定となる。

更に特許文献１では、図７Ｅに示す如く上述のサンプリングで複数回例えば２回のハイレベル“１”又はローレベル“０”が連続したときに位置検出点とするようにしたものも提案されている。

この場合においては、図７Ｃ及び図７Ｅに示す如く「サンプリング５」及び「サンプリング６」とハイレベル“１”が連続したときに位置検出点とするので、ノイズが多く重畳されるに従い本来の検出位置から遅れてしまう可能性が高くなり、ロータ１の位置検出精度が低下する不都合があった。

本発明は斯る点に鑑み、逆起電圧によるロータの位置検出精度を向上することを目的とする。

本発明センサレスブラシレスモータは、逆起電圧を基に形成した通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積でステータを構成する複数の励磁コイルに順次通電し、このパルス幅変調信号のパルス幅を制御して、ロータの回転速度を制御するようにしたセンサレスブラシレスモータであって、この励磁コイルに誘起された逆起電圧を基準電圧の異なる第１及び第２の比較回路に夫々供給し、この第１及び第２の比較回路の夫々の出力信号を所定周期で同時にサンプリングするようにし、このサンプリング時にこの第１及び第２の比較回路の出力信号がどちらもハイレベル又はローレベルとなった時を基にこの通電タイミング信号を形成するようにしたものである。

本発明によれば励磁コイルに誘起された逆起電圧を基準電圧の異なる第１及び第２の比較回路に夫々供給し、この第１及び第２の比較回路の夫々の出力信号を所定周期で同時にサンプリングするようにし、このサンプリング時にこの第１及び第２の比較回路の出力信号がどちらもハイレベル又はローレベルとなったときを位置検出点としているので、位置検出点に乱れがないと共に位置検出点の精度が向上する。

以下、図１を参照して本発明センサレスブラシレスモータを実施するための最良の形態の例につき説明する。図１につき説明するに図４に対応する部分には同一符号を付して示す。

この図１例も３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータに適用した例を示す。この３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータのロータ１としては、例えば図５に示す如く環状にＮ極及びＳ極が等間隔に順次４極着磁された筒状体より成り、またステータ２としては例えば図５に示す如く、この筒状体のロータ１内に配され、ロータ１に対応し、図５に示す如く鉄芯に巻装された３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗが電気角で順次１２０°間隔で配置されたものである。

このステータ２の３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗは図１に示す如くＹ字状に接続され、励磁コイル通電回路３は励磁電流を例えば励磁コイルＵ→Ｖと流し、次に励磁コイルＵ→Ｗと流し、順次励磁コイルＶ→Ｗ、励磁コイルＶ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｖと順次切換えて流し、これを順次繰り返す如くする。

この場合、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４により励磁電流が流れない励磁コイル例えば励磁電流が励磁コイルＵ→Ｖと流れるときは、励磁コイルＷを選択する如くし、この逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側に得られるこの励磁電流が流れない逆起電圧検出中の励磁コイルに発生するロータ１の回転による逆起電圧を位置検出回路１０の一方の入力端子に供給すると共にこの励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点に得られる零電位の中点電圧をこの位置検出回路１０の他方の入力端子に供給する。

本例においては、この位置検出回路１０を図２に示す如く構成する。この図２において、１０ａは逆起電圧検出励磁コイル選択回路４よりの逆起電圧４ａが供給される逆起電圧入力端子を示し、また１０ｂは励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗが接続された点に得られる中点電圧が供給される中点電圧入力端子を示す。尚図２において、入力端子１０ａ及び１０ｂ間には図３Ａに示す如きパルス幅変調信号８ｂによるスイッチングノイズ等が重畳された電圧が印加されている。

この逆起電圧入力端子１０ａに得られる逆起電圧４ａを演算増幅回路より成る２つの比較回路１１及び１２の夫々の一方の入力端子に供給する。また中点電圧入力端子１０ｂに得られる中点電圧を夫々抵抗器１３ａ及び１４ａを介してこの比較回路１１及び１２の夫々の他方の入力端子に供給する。

また比較回路１１の他方の入力端子を可変定電流回路１３ｂを介して接地する。この場合、この抵抗器１３ａ及び可変定電流回路１３ｂにより、図３Ａに示す如く正方向にオフセットした基準電圧Ｖａを得、この基準電圧Ｖａをこの比較回路１１の他方の入力端子に供給する如くする。

また比較回路１２の他方の入力端子を可変定電流回路１４ｂを介して接地する。この場合、この抵抗器１４ａ及び可変定電流回路１４ｂにより図３Ａに示す如く負方向にオフセットした基準電圧Ｖｂを得、この基準電圧Ｖｂをこの比較回路１２の他方の入力端子に供給する如くする。

この比較回路１１の出力側には、図３Ｂに示す如く、逆起電圧４ａの正方向にオフセットされた基準電圧Ｖａ以上がハイレベル“１”で、この基準電圧Ｖａ未満がローレベル“０”の信号１１ａが得られ、この比較回路１２の出力側には、図３Ｃに示す如く、逆起電圧４ａの負方向にオフセットされた基準電圧Ｖｂ以上がハイレベル“１”で、この基準電圧Ｖｂ未満がローレベル“０”の信号１２ａが得られる。

この比較回路１１及び１２の夫々の出力信号１１ａ及び１２ａをアンド（ＡＮＤ）回路１５の一方及び他方の入力端子に夫々供給すると共にこの比較回路１１及び１２の夫々の出力信号１１ａ及び１２ａをノア（ＮＯＲ）回路１６の一方及び他方の入力端子に夫々供給する。

このアンド回路１５の出力信号をＪＫフリップフロップ回路１７のＪ端子に供給すると共にノア回路１６の出力信号をこのＪＫフリップフロップ回路１７のＫ端子に供給し、このＪＫフリップフロップ回路１７のＱ端子より出力端子１８を導出する。

また１９は通電タイミング信号生成回路６に設けたサンプリング信号発生回路を示し、このサンプリング信号発生回路１９において発生するサンプリング信号は、図３Ｂ及びＣに矢印で示す如くサンプリングの周期がパルス幅変調信号の立上り又は立下り時点からこのパルス幅変調信号の周期の略１／２時間ずらしたタイミングのものとする。

このサンプリング信号発生回路１９に得られるサンプリング信号をこのＪＫフリップフロップ回路１７のクロック端子に供給する如くする。このＪＫフリップフロップ回路１７のＱ端子即ち出力端子１８に得られる出力信号を通電タイミング信号生成回路６に供給する。

この図２に示す如き位置検出回路１０においては図３Ｂ及び図３Ｃに示す如き比較回路１１及び１２の出力信号が、夫々アンド回路１５の入力側及びノア回路１６の入力側に供給され、このアンド回路１５の出力信号がＪＫフリップフロップ回路１７のＪ端子に供給され、ノア回路１６の出力信号がＪＫフリップフロップ回路１７のＫ端子に供給される。

このＪＫフリップフロップ回路１７においては、図３Ｂ、図３Ｃ、図３Ｄに示す如くクロック端子にサンプリング信号が供給されたときに、Ｊ端子がハイレベル“１”でＫ端子がローレベル“０”のとき、即ち比較回路１１及び１２の夫々の出力信号がともにハイレベル“１”のときにＱ端子はハイレベル“１”となり、このＪ端子がローレベル“０”でＫ端子がハイレベル“１”のとき、即ち比較回路１１及び１２の夫々の出力信号がともにローレベル“０”のときにＱ端子はローレベル“０”となり、このＪ端子及びＫ端子がともにローレベル“０”のとき即ち比較回路１１と比較回路１２の出力信号が互に異なるときはこのＱ端子は前の状態を維持する。

この為比較回路１１及び１２の出力信号が同じにならないと、このＪＫフリップフロップ回路１７のＱ端子は変化しない。これはサンプリングした瞬間をつなぎ合わせてヒステリシスをかけていることと同じこととなり、この結果、図３Ｄに示す如くパルス幅変調信号の立上り、立下りによる逆起電圧の変動の影響を受け難くなる。

従って、図３Ｄに示す如く位置検出信号が安定し、しかも高精度に位置検出ができる。

尚、比較回路１１及び１２の基準電圧Ｖａ及びＶｂのオフセット値は使用するセンサレスブラシレスモータの逆起電圧と励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに重畳するノイズの大きさを勘案し設定する。この逆起電圧やノイズは使用条件により変化するため、この基準電圧Ｖａ，Ｖｂのオフセット量を任意に変えられるようにすることを可とする。この基準電圧Ｖａ，Ｖｂを可変とすることで更に最適な設定ができる。

また、図１例においては、この位置検出回路１０の出力側に得られる図３Ｄに示す如き、このロータ１の位置検出信号を通電タイミング信号生成回路６及び逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路７に供給する。

この通電タイミング信号生成回路６においてはロータ１の位置検出信号を受け、通電すべき励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗを選択する図６Ａ，Ｂ及びＣに示す如き順次位相が１２０°づつ異なる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを発生し、この通電タイミング信号生成回路６に得られる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを励磁コイル通電回路３に供給し、励磁電流を通電する２相の励磁コイルを順次切換る如くする。

またセンサレスブラシレスモータでは、一般に、この逆起電圧の零クロスを検出し、回転速度を検出するＦＧ信号を生成しているので、本例においてもこの通電タイミング信号生成回路６にて、このＦＧ信号を生成する。この逆起電圧による位置検出精度を高めることにより、このＦＧ信号の精度も高めることができる。６ａはこのＦＧ信号の出力端子である。

また、逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路７は、この位置検出回路１０の出力側に得られるロータ１の位置検出信号を受け、通電されない逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する選択タイミング信号を生成する。この逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路７に得られる選択タイミング信号を逆起電圧検出励磁コイル選択回路４に供給し、逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する。

また、図１において、８はこのセンサレスブラシレスモータのロータ１の回転速度を制御するためのパルス幅変調回路を示し、このパルス幅変調回路８は回転速度の誤差に応じたパルス幅の図６Ｄに示す如きパルス幅変調信号を生成し、このパルス幅変調回路８で生成した、回転速度の誤差に応じたパルス幅のパルス幅変調信号を励磁コイル通電回路３に供給する如くする。８ａはこのロータ１の回転速度の誤差信号が供給される誤差信号入力端子である。

この励磁コイル通電回路３においては、図６Ａ，Ｂ，Ｃに示す如き通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ，ＷＳとこの図６Ｄに示す如きパルス幅変調信号との論理積で励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電し所定の回転速度を得る如くしている。

本例によれば励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに誘起された逆起電圧を異なる基準電圧Ｖａ及びＶｂの比較回路１１及び１２に夫々供給し、この比較回路１１及び１２の夫々の出力信号をパルス幅変調信号８ｂの立上り又は立下り時点からこのパルス幅変調信号の周期の略１／２時間ずらしたタイミングで同時にサンプリングし、このサンプリング時に、この比較回路１１及び１２の出力信号が同時にハイレベル“１”又はローレベル“０”となったときを位置検出点としているので、このサンプリングした瞬間をつなぎ合わせてヒステリシスをかけていることと同じことになり位置検出点に乱れがないと共に位置検出点の精度が向上する。

斯る本例によれば逆起電圧による位置検出精度が高まるため、このセンサレスブラシレスモータの回転精度が向上する。

またこの逆起電圧の零クロス点よりＦＧ信号を生成するようにしたときには、この逆起電圧による位置検出精度が高まるためＦＧ信号の精度も向上する。

また本例によれば励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの逆起電圧に重畳するノイズによるロータ１の位置検出の誤検出が少なくなるため、このセンサレスブラシレスモータの起動特性が向上すると共にこのセンサレスブラシレスモータが苦手としていた低速回転駆動も可能になる。

また、センサレスブラシレスモータの停止時に発生するノイズを逆起電圧と誤って検出することがなくなるため、停止検出が確実にできると共に誤ってＦＧ信号発生することがない。

尚上述例では、逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路７及び逆起電圧検出励磁コイル選択回路４を設けて、逆起電圧を検出する励磁コイルを選択するようにしたが、この代わりに励磁コイルＵ，Ｖ及びＷに対して夫々図２に示す如き、位置検出回路１０を設けるようにしても良いことは勿論である。

また上述例では３相のセンサレスブラシレスモータの例につき述べた、本発明をその他の相数のセンサレスブラシレスモータに適用することができることは勿論である。

また、本発明は上述例に限ることなく本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。

本発明センサレスブラシレスモータを実施するための最良の形態の例を示す構成図である。 本発明の要部の位置検出回路の例を示す構成図である。 本発明の説明に供する線図である。 従来のセンサレスブラシレスモータの例を示す構成図である。 センサレスブラシレスモータの例の説明に供する線図である。 センサレスブラシレスモータの例の説明に供する線図である。 従来のセンサレスブラシレスモータの例の説明に供する線図である。

符号の説明

１‥‥ロータ、２‥‥ステータ、３‥‥励磁コイル通電回路、４‥‥逆起電圧検出励磁コイル選択回路、６‥‥通電タイミング信号生成回路、７‥‥逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路、８‥‥パルス幅変調回路、１０‥‥位置検出回路、１１，１２‥‥比較回路、１３ａ，１４ａ‥‥抵抗器、１３ｂ，１４ｂ‥‥可変定電流回路、１５‥‥アンド回路、１６‥‥ノア回路、１７‥‥ＪＫフリップフロップ回路、１９‥‥サンプリング信号発生回路

Claims (6)

1. 逆起電圧を基に形成した通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積でステータを構成する複数の励磁コイルに順次通電し、前記パルス幅変調信号のパルス幅を制御して、ロータの回転速度を制御するようにしたセンサレスブラシレスモータであって、
   前記励磁コイルに誘起された逆起電圧を基準電圧の異なる第１及び第２の比較回路に夫々供給し、前記第１及び第２の比較回路の夫々の出力信号を所定周期で同時にサンプリングするようにし、該サンプリング時に前記第１及び第２の比較回路の出力信号がハイレベル又はローレベルとなった時を基に前記通電タイミング信号を形成するようにしたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。
2. 請求項１記載のセンサレスブラシレスモータにおいて、
   前記複数の励磁コイルに夫々誘起される逆起電圧を選択して前記第１及び第２の比較回路に供給するようにしたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。
3. 請求項１記載のセンサレスブラシレスモータにおいて、
   前記複数の励磁コイルの夫々に逆起電圧を供給する前記第１及び第２の比較回路を設けたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。
4. 請求項１、２又は３記載のセンサレスブラシレスモータにおいて、
   前記第１及び第２の比較回路の夫々の基準電圧を可変できるようにしたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。
5. 請求項１、２、３又は４記載のセンサレスブラシレスモータにおいて、
   前記第１及び第２の比較回路の夫々の出力信号のサンプリングの周期は前記パルス幅変調信号の立上り又は立下り時点から前記パルス幅変調信号の周期の略１／２時間ずらしたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。
6. 逆起電圧を基に形成した通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積でステータを構成する複数の励磁コイルに順次通電し、前記パルス幅変調信号のパルス幅を制御して、ロータの回転速度を制御するようにしたセンサレスブラシレスモータであって、
   前記励磁コイルに誘起された逆起電圧を基準電圧の異なる第１及び第２の比較回路に夫々供給し、前記第１及び第２の比較回路の出力信号を夫々アンド回路及びノア回路の夫々の一方及び他方の入力端子に供給し、前記アンド回路の出力信号をＪＫフリップフロップ回路のＪ端子に供給すると共に前記ノア回路の出力信号を前記ＪＫフリップフロップ回路のＫ端子に供給し、
   前記ＪＫフリップフロップ回路のクロック端子に所定周期のサンプリング信号を供給し、前記ＪＫフリップフロップ回路のＱ端子に得られる信号に基づいて前記通電タイミング信号を形成するようにしたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。

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