JP2000295890A - ブラシレスモータ駆動制御装置 - Google Patents
ブラシレスモータ駆動制御装置Info
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- JP2000295890A JP2000295890A JP11094589A JP9458999A JP2000295890A JP 2000295890 A JP2000295890 A JP 2000295890A JP 11094589 A JP11094589 A JP 11094589A JP 9458999 A JP9458999 A JP 9458999A JP 2000295890 A JP2000295890 A JP 2000295890A
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- rotor
- voltage
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ブラシレスモータにおける励磁切り換えタイ
ミングの精度を高める。 【構成】 モータのロータに着磁したパターンを磁気セ
ンサにて読み取り、ロータの位置情報を得るＭＲセンサ
（磁気抵抗効果型センサ）と、モータが回転したときに
コイルに発生する誘起電圧を検出する手段とを設け、モ
ータの起動から所定時間までの間は、ＭＲセンサから得
たロータ位置情報から暫定の励磁切り換えタイミングを
設定し、所定時間後は、ＭＲセンサから得た暫定励磁切
り換えタイミングに対して、誘起電圧の検出より得たロ
ータ位置情報を用いて補正して、励磁切り換えタイミン
グを算出する手段を備える。
ミングの精度を高める。 【構成】 モータのロータに着磁したパターンを磁気セ
ンサにて読み取り、ロータの位置情報を得るＭＲセンサ
（磁気抵抗効果型センサ）と、モータが回転したときに
コイルに発生する誘起電圧を検出する手段とを設け、モ
ータの起動から所定時間までの間は、ＭＲセンサから得
たロータ位置情報から暫定の励磁切り換えタイミングを
設定し、所定時間後は、ＭＲセンサから得た暫定励磁切
り換えタイミングに対して、誘起電圧の検出より得たロ
ータ位置情報を用いて補正して、励磁切り換えタイミン
グを算出する手段を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、回転子に備えるマグネ
ットの極性を検出するためのホールセンサを有しないセ
ンサレス型ブラシレスモータの制御装置に関するもので
ある。
ットの極性を検出するためのホールセンサを有しないセ
ンサレス型ブラシレスモータの制御装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】家電機器には、使用される環境の制約な
どの理由からロータが備えるマグネットの極性を検出す
るホールセンサを用いずに駆動するセンサレス型ブラシ
レスモータを使用されるようになっており、既にセンサ
レス型ブラシレスモータに関する方法が数多く提案され
ている。以下にセンサレス型ブラシレスモータの代表的
な制御について説明する。
どの理由からロータが備えるマグネットの極性を検出す
るホールセンサを用いずに駆動するセンサレス型ブラシ
レスモータを使用されるようになっており、既にセンサ
レス型ブラシレスモータに関する方法が数多く提案され
ている。以下にセンサレス型ブラシレスモータの代表的
な制御について説明する。
【０００３】図２は従来のセンサレス型ブラシレスモー
タの駆動概略図を示したものである。図中、２０１はマ
イクロプロセッサ、２０２はモータドライバ、２０３は
ブラシレスモータ、２０４はＵ相上側トランジスタ駆動
信号、２０５はＶ相上側トランジスタ駆動信号、２０６
はＷ相上側トランジスタ駆動信号、２０７はＷ相下側ト
ランジスタ駆動信号、２０８はＶ相下側トランジスタ駆
動信号、２０９はＵ相下側トランジスタ駆動信号、２１
０は電流検出信号、２１１はＷ相電圧検出信号、２１２
〜２１４はそれぞれＷ、Ｖ、Ｕ相上側トランジスタ、２
１５〜２１７はそれぞれＷ、Ｖ、Ｕ相下側トランジス
タ、２１８〜２２３は電流回生用ダイオード、２２５は
Ｕ相巻線接続線、２２６はＶ相巻線接続線、２２７はＷ
相巻線接続線、２２８、２２９はＷ相端子電圧の検出の
ための分圧抵抗である。
タの駆動概略図を示したものである。図中、２０１はマ
イクロプロセッサ、２０２はモータドライバ、２０３は
ブラシレスモータ、２０４はＵ相上側トランジスタ駆動
信号、２０５はＶ相上側トランジスタ駆動信号、２０６
はＷ相上側トランジスタ駆動信号、２０７はＷ相下側ト
ランジスタ駆動信号、２０８はＶ相下側トランジスタ駆
動信号、２０９はＵ相下側トランジスタ駆動信号、２１
０は電流検出信号、２１１はＷ相電圧検出信号、２１２
〜２１４はそれぞれＷ、Ｖ、Ｕ相上側トランジスタ、２
１５〜２１７はそれぞれＷ、Ｖ、Ｕ相下側トランジス
タ、２１８〜２２３は電流回生用ダイオード、２２５は
Ｕ相巻線接続線、２２６はＶ相巻線接続線、２２７はＷ
相巻線接続線、２２８、２２９はＷ相端子電圧の検出の
ための分圧抵抗である。
【０００４】マイクロプロセッサ２０１によって、励磁
信号２０４〜２０９を介しドライバ２０２へ入力される
と、この制御理論に応じたトランジスタ２１２〜２１７
がＯＮ／ＯＦＦし、Ｕ相２２５、Ｖ相２２６、Ｗ相２２
７に対して、所望の向きに電流が流れ、ブラシレスモー
タ２０３が回転する。
信号２０４〜２０９を介しドライバ２０２へ入力される
と、この制御理論に応じたトランジスタ２１２〜２１７
がＯＮ／ＯＦＦし、Ｕ相２２５、Ｖ相２２６、Ｗ相２２
７に対して、所望の向きに電流が流れ、ブラシレスモー
タ２０３が回転する。
【０００５】尚、ブラシレスタイプ２０３は図示してい
ない回転子であるロータと、Ｕ、Ｖ、Ｗ相コイルが所定
の巻き方にて巻かれた固定子であるステータから構成さ
れており、Ｕ、Ｖ、Ｗ相へ流れる電流方向によってステ
ータが所望の極性にて励磁され、あらかじめロータに着
磁された着磁パターンとの相互作用によって回転力を得
るものである。
ない回転子であるロータと、Ｕ、Ｖ、Ｗ相コイルが所定
の巻き方にて巻かれた固定子であるステータから構成さ
れており、Ｕ、Ｖ、Ｗ相へ流れる電流方向によってステ
ータが所望の極性にて励磁され、あらかじめロータに着
磁された着磁パターンとの相互作用によって回転力を得
るものである。
【０００６】次に、図３および図４を用いてセンサレス
型ブラシレスモータの励磁制御について説明する。図３
は、ブラシレスモータの外観を示した図であり、５００
は回転するロータで８極の永久磁石を図のように備え
る。５０１〜５１２はステータ、５１３はコイルであ
る。コイル５１３はＵ相、Ｖ相、Ｗ相がスター結線され
ており、ステータ５０１〜５１２に対して、順にＵ−Ｖ
−Ｗ−Ｕ−Ｖ−・・・となるように巻かれている。
型ブラシレスモータの励磁制御について説明する。図３
は、ブラシレスモータの外観を示した図であり、５００
は回転するロータで８極の永久磁石を図のように備え
る。５０１〜５１２はステータ、５１３はコイルであ
る。コイル５１３はＵ相、Ｖ相、Ｗ相がスター結線され
ており、ステータ５０１〜５１２に対して、順にＵ−Ｖ
−Ｗ−Ｕ−Ｖ−・・・となるように巻かれている。
【０００７】例えば、図４のパターン１で表すように５
０１がＵ相コイル、５０２がＶ相コイル、５０３がＷ相
コイルとして、電流方向をＵ相からＷ相とすると、コイ
ル電流によって発生された磁界は５０１がＳ極、５０２
が無励磁、５０３はＮ極に励磁され、電磁相互作用によ
ってロータ５００は図のように安定する。
０１がＵ相コイル、５０２がＶ相コイル、５０３がＷ相
コイルとして、電流方向をＵ相からＷ相とすると、コイ
ル電流によって発生された磁界は５０１がＳ極、５０２
が無励磁、５０３はＮ極に励磁され、電磁相互作用によ
ってロータ５００は図のように安定する。
【０００８】次に、図３のパターン２で示すように電流
方向をＶ相からＷ相とすると、５０１は無励磁、５０２
がＳ極、５０３はＮ極に励磁され、ロータ５００は図に
示すように時計方向に１５°回転する。このように順次
コイル電流方向を変化させてステータの励磁を切り換え
ることによってロータ５００は１励磁に対して時計方向
に１５°ずつ回転される。
方向をＶ相からＷ相とすると、５０１は無励磁、５０２
がＳ極、５０３はＮ極に励磁され、ロータ５００は図に
示すように時計方向に１５°回転する。このように順次
コイル電流方向を変化させてステータの励磁を切り換え
ることによってロータ５００は１励磁に対して時計方向
に１５°ずつ回転される。
【０００９】センサレス型ではないブラシレスモータに
おいては、励磁パターンの設定はロータの永久磁石の極
性をホール素子を用いて検出し、ロータ位置を認識しな
がら励磁される。
おいては、励磁パターンの設定はロータの永久磁石の極
性をホール素子を用いて検出し、ロータ位置を認識しな
がら励磁される。
【００１０】図４はモータの一定回転制御時における励
磁パターンとコイル電圧、コイル電流の波形を示したも
のであり、これを用いて回転時のセンサレス型ブラシレ
スモータの励磁パターン発生制御について説明する。
磁パターンとコイル電圧、コイル電流の波形を示したも
のであり、これを用いて回転時のセンサレス型ブラシレ
スモータの励磁パターン発生制御について説明する。
【００１１】６０１はＵ相励磁パターン、６０２はＶ相
励磁パターン、６０３はＷ相励磁パターンを示し、６０
４はＵ相コイル電圧、６０５はＶ相コイル電圧、６０６
はＷ相コイル電圧で、図４でいう出力４１６〜４１８に
相当する。
励磁パターン、６０３はＷ相励磁パターンを示し、６０
４はＵ相コイル電圧、６０５はＶ相コイル電圧、６０６
はＷ相コイル電圧で、図４でいう出力４１６〜４１８に
相当する。
【００１２】６０７はコイル電流で図２でいう電流検出
信号２２４の電圧である。例えば、６０２のＶ相励磁パ
ターンが“Ｌ”、６０３のＷ相励磁パターンが“Ｈ”と
すると、電流は、Ｗ相からＶ相に流れる。つまり図２で
いうとトランジスタ２１２と２１６がＯＮすることにな
る。尚、電流制御のためにトランジスタ２１２はＰＷＭ
制御によるＯＮ／ＯＦＦを繰り返すために、電圧波形は
図のようにＰＷＭパレスが重量された波形となる。一
方、誘起電圧は、６０７〜６１５に示す箇所で現れる。
信号２２４の電圧である。例えば、６０２のＶ相励磁パ
ターンが“Ｌ”、６０３のＷ相励磁パターンが“Ｈ”と
すると、電流は、Ｗ相からＶ相に流れる。つまり図２で
いうとトランジスタ２１２と２１６がＯＮすることにな
る。尚、電流制御のためにトランジスタ２１２はＰＷＭ
制御によるＯＮ／ＯＦＦを繰り返すために、電圧波形は
図のようにＰＷＭパレスが重量された波形となる。一
方、誘起電圧は、６０７〜６１５に示す箇所で現れる。
【００１３】つまり、６１０の部分を例にとると、Ｕ相
が“Ｌ”、Ｗ相が“Ｈ”となるとＷ相電圧が＋２４Ｖの
ＰＷＭが出力され、Ｕ相電圧はＧＮＤレベルに近くなる
が、Ｖ相電圧はＶ相巻線に誘起電圧が発生して図の６１
０のようなロータ回転に応じた電圧が現れる。このよう
に、誘起電圧の中点であるＡ点６１６の電圧を検出する
ことによって、次の励磁切り換えタイミングであるＢ点
６１７タイミングを知ることが可能となる。
が“Ｌ”、Ｗ相が“Ｈ”となるとＷ相電圧が＋２４Ｖの
ＰＷＭが出力され、Ｕ相電圧はＧＮＤレベルに近くなる
が、Ｖ相電圧はＶ相巻線に誘起電圧が発生して図の６１
０のようなロータ回転に応じた電圧が現れる。このよう
に、誘起電圧の中点であるＡ点６１６の電圧を検出する
ことによって、次の励磁切り換えタイミングであるＢ点
６１７タイミングを知ることが可能となる。
【００１４】尚、従来例では、図２で示すようにＷ相の
電圧のみをモニタしている。つまり、Ｗ相に現れる誘起
電圧の中点をマイクロコンピュータのＡ／Ｄポートによ
って検出して、励磁切り換えタイミングを演算、予測し
て制御するものである。
電圧のみをモニタしている。つまり、Ｗ相に現れる誘起
電圧の中点をマイクロコンピュータのＡ／Ｄポートによ
って検出して、励磁切り換えタイミングを演算、予測し
て制御するものである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】以上、説明したよう
に、従来のセンサレス型ブラシレスモータは、ホールセ
ンサを持たず、コイルに発生する誘起電圧の中点を検出
して、励磁切り換えタイミングを算出し制御するもの
で、従来の家電機器のようにモータの置かれる環境が、
高温、多湿等の厳しい条件であって、ホールセンサの動
作が保証できないような場合において効果があった。
に、従来のセンサレス型ブラシレスモータは、ホールセ
ンサを持たず、コイルに発生する誘起電圧の中点を検出
して、励磁切り換えタイミングを算出し制御するもの
で、従来の家電機器のようにモータの置かれる環境が、
高温、多湿等の厳しい条件であって、ホールセンサの動
作が保証できないような場合において効果があった。
【００１６】しかしながら、ＬＢＰや複写機のような高
精度の速度制御を行うブラシレスモータにおいては、誘
起電圧を検出して、励磁切り換えタイミングを予測する
と、起動時に誘起電圧を検出できるレベルまでモータ回
転を高める場合、起動後の一定期間はパルスモータ制御
のようにオープンループで励磁信号を与えてモータを回
転させねばならない。
精度の速度制御を行うブラシレスモータにおいては、誘
起電圧を検出して、励磁切り換えタイミングを予測する
と、起動時に誘起電圧を検出できるレベルまでモータ回
転を高める場合、起動後の一定期間はパルスモータ制御
のようにオープンループで励磁信号を与えてモータを回
転させねばならない。
【００１７】このため必要以上に早い回転数でモータが
回転してしまう現象になる。家電機器等では、このよう
な場合においては問題ないが、ＬＢＰや複写機では定回
転よりかなり早い回転数で回転すると感光ドラムの劣化
の原因となるため絶対に避けねばならない。
回転してしまう現象になる。家電機器等では、このよう
な場合においては問題ないが、ＬＢＰや複写機では定回
転よりかなり早い回転数で回転すると感光ドラムの劣化
の原因となるため絶対に避けねばならない。
【００１８】また、高精度速度制御においては、ロータ
位置情報としては誘起電圧の中点の検出のみであるた
め、必要精度に対する位置情報として不十分であるとい
った問題があった。また、従来のようにホールセンサと
高精度速度制御用の速度センサの両方を用いるとセンサ
の個数およびセンサの増加に伴うコストアップとなって
しまう問題があった。
位置情報としては誘起電圧の中点の検出のみであるた
め、必要精度に対する位置情報として不十分であるとい
った問題があった。また、従来のようにホールセンサと
高精度速度制御用の速度センサの両方を用いるとセンサ
の個数およびセンサの増加に伴うコストアップとなって
しまう問題があった。
【００１９】
【課題を解決しようとする手段】本発明は、前記課題を
解決するために、モータのロータに着磁したパターンを
磁気センサにて読み取り、ロータの位置情報を得るＭＲ
センサ（磁気抵抗効果型センサ）と、モータが回転した
ときにコイルに発生する誘起電圧を検出する手段とを設
け、モータの起動から所定時間までの間は、ＭＲセンサ
から得たロータ位置情報から暫定の励磁切り換えタイミ
ングを設定し、所定時間後は、ＭＲセンサから得た暫定
励磁切り換えタイミングに対して、誘起電圧の検出より
得たロータ位置情報を用いて補正して、励磁切り換えタ
イミングを算出する手段を備える。
解決するために、モータのロータに着磁したパターンを
磁気センサにて読み取り、ロータの位置情報を得るＭＲ
センサ（磁気抵抗効果型センサ）と、モータが回転した
ときにコイルに発生する誘起電圧を検出する手段とを設
け、モータの起動から所定時間までの間は、ＭＲセンサ
から得たロータ位置情報から暫定の励磁切り換えタイミ
ングを設定し、所定時間後は、ＭＲセンサから得た暫定
励磁切り換えタイミングに対して、誘起電圧の検出より
得たロータ位置情報を用いて補正して、励磁切り換えタ
イミングを算出する手段を備える。
【００２０】
【実施例】（実施例１）図１は、本発明を最もよく表す
図で、ブラシレスモータを制御回路の構成図を表す図で
ある。図中、１０１はブラシレスモータを制御するＤＳ
Ｐ（ディジタルシグナルプロセッサ）であり、１０２は
図２で符号２０２で示すものと同様な６チャネルトラン
ジスタアレイであり、１０３はブラシレスモータであ
り、１０４〜１０９はトランジスタ制御信号である。１
０４はＵ相上側トランジスタ用、１０５はＶ相上側トラ
ンジスタ用、１０６はＷ相上側トランジスタ用、１０７
はＵ相トランジスタ用、１０８はＶ相下側トランジスタ
用、１０９はＷ相下側トランジスタ用の制御信号であ
る。
図で、ブラシレスモータを制御回路の構成図を表す図で
ある。図中、１０１はブラシレスモータを制御するＤＳ
Ｐ（ディジタルシグナルプロセッサ）であり、１０２は
図２で符号２０２で示すものと同様な６チャネルトラン
ジスタアレイであり、１０３はブラシレスモータであ
り、１０４〜１０９はトランジスタ制御信号である。１
０４はＵ相上側トランジスタ用、１０５はＶ相上側トラ
ンジスタ用、１０６はＷ相上側トランジスタ用、１０７
はＵ相トランジスタ用、１０８はＶ相下側トランジスタ
用、１０９はＷ相下側トランジスタ用の制御信号であ
る。
【００２１】１１０はＵ相コイル線、１１１はＶ相コイ
ル線、１１２はＷ相コイル線で、ブラシレスモータ１０
３内のコイルに接続されており、各コイルの片端は図の
ようにスター結線されている。また、各コイルは図示し
ていないステータに巻かれている。
ル線、１１２はＷ相コイル線で、ブラシレスモータ１０
３内のコイルに接続されており、各コイルの片端は図の
ようにスター結線されている。また、各コイルは図示し
ていないステータに巻かれている。
【００２２】１１３はＭＲセンサである。モータのロー
タ（図示せず）に１回転あたり１４４０パターンの着磁
が予め施されており、この着磁パターンをＭＲセンサで
検出して、アンプ（図示せず）で増幅し、信号線１１４
を介して、１４４０パルスの信号が出力されるようにな
っている。１１５はＷ相電圧を分圧する抵抗、１１６は
Ｗ相電圧信号で、１１５で分圧した電圧をモニタするこ
とによってＷ相の誘起電圧を検出する。
タ（図示せず）に１回転あたり１４４０パターンの着磁
が予め施されており、この着磁パターンをＭＲセンサで
検出して、アンプ（図示せず）で増幅し、信号線１１４
を介して、１４４０パルスの信号が出力されるようにな
っている。１１５はＷ相電圧を分圧する抵抗、１１６は
Ｗ相電圧信号で、１１５で分圧した電圧をモニタするこ
とによってＷ相の誘起電圧を検出する。
【００２３】次に動作について説明する。ＤＳＰ１０１
は、Ｕ相コイル１１０、Ｖ相コイル１１１、Ｗ相コイル
１１２に対して所定の方向に所定の電流が流れるように
信号線１０４〜１０９を用いて、トランジスタアレイ１
０２内のトランジスタを制御する。
は、Ｕ相コイル１１０、Ｖ相コイル１１１、Ｗ相コイル
１１２に対して所定の方向に所定の電流が流れるように
信号線１０４〜１０９を用いて、トランジスタアレイ１
０２内のトランジスタを制御する。
【００２４】例えば、Ｕ相からＶ相へ向け電流を流すと
きは１０４は“Ｈ”となりＵ相上側トランジスタがオン
し、１０８が“Ｈ”となってＶ相下側トランジスタする
ことによって実現できる。また、１０４はＰＷＭスイッ
チング制御することによって所定の電流にて制御され
る。
きは１０４は“Ｈ”となりＵ相上側トランジスタがオン
し、１０８が“Ｈ”となってＶ相下側トランジスタする
ことによって実現できる。また、１０４はＰＷＭスイッ
チング制御することによって所定の電流にて制御され
る。
【００２５】Ｕ、Ｖ、Ｗ相に所定方向、所定電流が供給
されることによってステータに磁界が発生し、マグネッ
トを備えたロータが所定方向へ回転する。ロータには１
回転に１４４０パルスの着磁パターンを備えており、こ
れをＭＲセンサ１１３によって検出して、ＤＳＰはこの
情報からロータの位置を認識するとともに速度制御を行
う。
されることによってステータに磁界が発生し、マグネッ
トを備えたロータが所定方向へ回転する。ロータには１
回転に１４４０パルスの着磁パターンを備えており、こ
れをＭＲセンサ１１３によって検出して、ＤＳＰはこの
情報からロータの位置を認識するとともに速度制御を行
う。
【００２６】図５はＭＲセンサからの位置情報と、誘起
電圧により検出した位置情報との関係を示した図であ
る。図において、５０１はＵ相励磁信号、５０２はＶ相
励磁信号、５０３はＷ相励磁信号である。５０４はＵ相
電圧波形、５０５はＵ相誘起電圧波形、５０６はＶ相電
圧波形、５０７はＶ相誘起電圧波形、５０８はＷ相電圧
波形、５０９はＷ相誘起電圧波形、５１０、５１１、５
１２、５１３はＷ相誘起電圧の中点電圧点、５１４は中
点電圧（基準電圧）、５１５はＭＲセンサより得たパル
スをカウントした値、５１６はＷ相誘起電圧の中点電圧
点よりＭＲセンサより得たパルスをカウントした値であ
る。
電圧により検出した位置情報との関係を示した図であ
る。図において、５０１はＵ相励磁信号、５０２はＶ相
励磁信号、５０３はＷ相励磁信号である。５０４はＵ相
電圧波形、５０５はＵ相誘起電圧波形、５０６はＶ相電
圧波形、５０７はＶ相誘起電圧波形、５０８はＷ相電圧
波形、５０９はＷ相誘起電圧波形、５１０、５１１、５
１２、５１３はＷ相誘起電圧の中点電圧点、５１４は中
点電圧（基準電圧）、５１５はＭＲセンサより得たパル
スをカウントした値、５１６はＷ相誘起電圧の中点電圧
点よりＭＲセンサより得たパルスをカウントした値であ
る。
【００２７】次に励磁切り換えタイミング制御について
説明する。ブラシレスモータ起動時に予め所定位置にロ
ータが固定されるようにＵ、Ｖ、Ｗ相に対して所定の励
磁信号を出力し、この初期位置を基準にして１回転ロー
タが回転するとＭＲセンサから得たパルス数はトータル
で１４４０パルスが出力される。
説明する。ブラシレスモータ起動時に予め所定位置にロ
ータが固定されるようにＵ、Ｖ、Ｗ相に対して所定の励
磁信号を出力し、この初期位置を基準にして１回転ロー
タが回転するとＭＲセンサから得たパルス数はトータル
で１４４０パルスが出力される。
【００２８】また、３相８極のブラシレスモータでは、
１回転あたり２４（＝３６０°／１５°）回の励磁切り
換えが必要となるので、５１５に示すように６０（＝１
４４０／２４）パルスごとに励磁切り換えタイミングが
発生する。つまり、初期位置から次の励磁パターンを出
力してＭＲセンサのパルス数をＤＳＰでカウントしてい
き、６０パルス目に次の励磁パターンを出力すべき、励
磁切り換えを行う。また、ＤＳＰは、このＭＲセンサの
パルス情報をもとに速度制御を行う。
１回転あたり２４（＝３６０°／１５°）回の励磁切り
換えが必要となるので、５１５に示すように６０（＝１
４４０／２４）パルスごとに励磁切り換えタイミングが
発生する。つまり、初期位置から次の励磁パターンを出
力してＭＲセンサのパルス数をＤＳＰでカウントしてい
き、６０パルス目に次の励磁パターンを出力すべき、励
磁切り換えを行う。また、ＤＳＰは、このＭＲセンサの
パルス情報をもとに速度制御を行う。
【００２９】一方、ＭＲセンサの情報より得た励磁切り
換えタイミングは、着磁パターンの誤差によって、正確
な励磁切り換えタイミングが得られず、切り換えタイミ
ングがずれて回転ムラの原因になる。つまり、ＭＲセン
サのパルス数は１回転のトータルパルス数は１４４０パ
ルス得られるものの、２４回転存在する励磁切り換えポ
イントは着磁誤差によって、ある箇所では５７パルス、
またある箇所では６３パスルとなる。
換えタイミングは、着磁パターンの誤差によって、正確
な励磁切り換えタイミングが得られず、切り換えタイミ
ングがずれて回転ムラの原因になる。つまり、ＭＲセン
サのパルス数は１回転のトータルパルス数は１４４０パ
ルス得られるものの、２４回転存在する励磁切り換えポ
イントは着磁誤差によって、ある箇所では５７パルス、
またある箇所では６３パスルとなる。
【００３０】そこで、Ｗ相の誘起電圧の中点電圧点５１
０〜５１３を検出し、この点より、ＭＲセンサパルスを
カウントし、３０パルスをカウントした点、９０をパル
スをカウントした点、１２０パルスをカウントした点を
正規切り換えタイミングとする。つまり、誘起電圧の中
点電圧点は相切り換えタイミングを決定するための基準
点とみなし、この基準点からＭＲセンサパルスを所定カ
ウントしたポイントを相切り換えタイミングとして着磁
誤差による切り換えタイミングずれ量を低減させて、回
転ムラを低減させることができる。
０〜５１３を検出し、この点より、ＭＲセンサパルスを
カウントし、３０パルスをカウントした点、９０をパル
スをカウントした点、１２０パルスをカウントした点を
正規切り換えタイミングとする。つまり、誘起電圧の中
点電圧点は相切り換えタイミングを決定するための基準
点とみなし、この基準点からＭＲセンサパルスを所定カ
ウントしたポイントを相切り換えタイミングとして着磁
誤差による切り換えタイミングずれ量を低減させて、回
転ムラを低減させることができる。
【００３１】（実施例２）図６は、本発明の実施例２で
用いる中点電圧点を求めるための動作を示すフローチャ
ートである。実施例１では、誘起電圧の中点電圧をＤＳ
Ｐプログラム内で定数として予め設定しておき、この電
圧をＤＳＰで検出したＷ相電圧と比較して、励磁切り換
えタイミングの基準点を求めた。しかしながら、誘起電
圧の中点電圧はモータの巻線抵抗、供給電圧によって正
確な中点電圧が求められない。そこで、実施例２では、
モータの起動ポジションを得るための初期励磁シーケン
スで誘起電圧の中点電圧を正確に求めるものである。
用いる中点電圧点を求めるための動作を示すフローチャ
ートである。実施例１では、誘起電圧の中点電圧をＤＳ
Ｐプログラム内で定数として予め設定しておき、この電
圧をＤＳＰで検出したＷ相電圧と比較して、励磁切り換
えタイミングの基準点を求めた。しかしながら、誘起電
圧の中点電圧はモータの巻線抵抗、供給電圧によって正
確な中点電圧が求められない。そこで、実施例２では、
モータの起動ポジションを得るための初期励磁シーケン
スで誘起電圧の中点電圧を正確に求めるものである。
【００３２】図６に示すフローチャートにおいて、ステ
ップＳ６０１で、初期励磁シーケンスのＤＳＰ制御の開
始がなされ、ステップＳ６０２でタイマセットし、ステ
ップＳ６０３でＵ相をＨｉ−Ｚ（ハイインピーダン
ス）、Ｖ相を“Ｌ”、Ｗ相を“Ｈ”となる励磁パターン
をＤＳＰより出力する。
ップＳ６０１で、初期励磁シーケンスのＤＳＰ制御の開
始がなされ、ステップＳ６０２でタイマセットし、ステ
ップＳ６０３でＵ相をＨｉ−Ｚ（ハイインピーダン
ス）、Ｖ相を“Ｌ”、Ｗ相を“Ｈ”となる励磁パターン
をＤＳＰより出力する。
【００３３】ステップＳ６０４でタイマを監視し、所定
時間励磁パターンを保持し、ステップＳ６０５でＷ相電
圧を検出し、この値をＶ１とする。つまりＷ相が“Ｈ”
の時の電圧がＶ１となる。次に、ステップＳ６０６でタ
イマをセットし、ステップＳ６０７で第二の励磁パター
ンであるＵ相をＨｉ−Ｚ（ハイインピーダンス）、Ｖ相
を“Ｈ”、Ｗ相を“Ｌ”と出力する。
時間励磁パターンを保持し、ステップＳ６０５でＷ相電
圧を検出し、この値をＶ１とする。つまりＷ相が“Ｈ”
の時の電圧がＶ１となる。次に、ステップＳ６０６でタ
イマをセットし、ステップＳ６０７で第二の励磁パター
ンであるＵ相をＨｉ−Ｚ（ハイインピーダンス）、Ｖ相
を“Ｈ”、Ｗ相を“Ｌ”と出力する。
【００３４】ステップＳ６０８でタイマを監視し、所定
時間励磁パターンを保持し、ステップＳ６０９でＷ相電
圧を検出し、この値をＶ２とする。つまり、Ｗ相が
“Ｌ”の時の電圧がＶ２となる。
時間励磁パターンを保持し、ステップＳ６０９でＷ相電
圧を検出し、この値をＶ２とする。つまり、Ｗ相が
“Ｌ”の時の電圧がＶ２となる。
【００３５】次に、ステップＳ６１０において誘起電圧
の中点電圧を（Ｖ１−Ｖ２）／２の演算によって求め
る。このように、実施例では誘起電圧の中点電圧の算出
をＷ相を“Ｈ”および“Ｌ”時のＷ相電圧の中点とし
て、検出値より求めるため、正確に中点電圧を導くこと
が可能となり、励磁切り換えタイミングをより正確に設
定できる。
の中点電圧を（Ｖ１−Ｖ２）／２の演算によって求め
る。このように、実施例では誘起電圧の中点電圧の算出
をＷ相を“Ｈ”および“Ｌ”時のＷ相電圧の中点とし
て、検出値より求めるため、正確に中点電圧を導くこと
が可能となり、励磁切り換えタイミングをより正確に設
定できる。
【００３６】（実施例３）本実施例は、誘起電圧の中点
電圧を基準とした第一の励磁切り換えタイミング制御と
初期位置からＭＲセンサパルスをカウントして、６０パ
ルスごとに励磁切り換えタイミングを得る第二の励磁切
り換えタイミング制御との制御切り換え方法を提供す
る。
電圧を基準とした第一の励磁切り換えタイミング制御と
初期位置からＭＲセンサパルスをカウントして、６０パ
ルスごとに励磁切り換えタイミングを得る第二の励磁切
り換えタイミング制御との制御切り換え方法を提供す
る。
【００３７】誘起電圧は、モータの回転がある程度以上
回転しないと検出しにくい。そこで、初期励磁シーケン
スから所定時間の起動区間においては、第二の励磁切り
換えタイミング制御で実施する。この場合、励磁切り換
えタイミング誤差が生じ回転ムラは悪化するが起動時で
あって、回転精度に影響を与えない区間であるため問題
とはならない。
回転しないと検出しにくい。そこで、初期励磁シーケン
スから所定時間の起動区間においては、第二の励磁切り
換えタイミング制御で実施する。この場合、励磁切り換
えタイミング誤差が生じ回転ムラは悪化するが起動時で
あって、回転精度に影響を与えない区間であるため問題
とはならない。
【００３８】次に、所定時間経過後には第二の励磁切り
換えタイミング制御で実施する。これによって、回転精
度が必要となる定常回転モードには励磁タイミングずれ
が少なく制御が可能となる。
換えタイミング制御で実施する。これによって、回転精
度が必要となる定常回転モードには励磁タイミングずれ
が少なく制御が可能となる。
【００３９】このように、比較的回転数が小さくなる起
動時から所定区間と、誘起電圧が十分得られ第二の励磁
切り換えタイミング制御が確実に行える定常回転区間と
制御時間によって区別することによって、確実な制御切
り換えが実現できる。また、制御時間ではなく、回転数
によって制御を切り換えることによって同様の効果が得
られる。
動時から所定区間と、誘起電圧が十分得られ第二の励磁
切り換えタイミング制御が確実に行える定常回転区間と
制御時間によって区別することによって、確実な制御切
り換えが実現できる。また、制御時間ではなく、回転数
によって制御を切り換えることによって同様の効果が得
られる。
【００４０】（実施例４）これまでの実施例は、ＭＲセ
ンサを用いてロータの一回転毎に所定のパルスを得て、
この情報を基に、励磁切り換えタイミング制御を実現し
ている。
ンサを用いてロータの一回転毎に所定のパルスを得て、
この情報を基に、励磁切り換えタイミング制御を実現し
ている。
【００４１】本実施例は、モータのシャフトに取り付け
られたホイールにスリットを設け、このスリットを工学
的に検出してパルスを得る光学式エンコーダを用いても
よい。実施例１と同様に、エンコーダによってロータ回
転毎のパルスを検出し、同様の効果を得られる。また、
エンコーダの変わりに、基板にパターンを配置し、ロー
タの着磁パターンによってこの基板パターンに発生する
誘起電圧を検出するＦＧ検出方法を用いても実施例１同
様の効果が得られる。
られたホイールにスリットを設け、このスリットを工学
的に検出してパルスを得る光学式エンコーダを用いても
よい。実施例１と同様に、エンコーダによってロータ回
転毎のパルスを検出し、同様の効果を得られる。また、
エンコーダの変わりに、基板にパターンを配置し、ロー
タの着磁パターンによってこの基板パターンに発生する
誘起電圧を検出するＦＧ検出方法を用いても実施例１同
様の効果が得られる。
【００４２】
【発明の効果】以上述べてきたように、本発明によれ
ば、下記の効果が得られる。 １．励磁切り換えタイミング決定用ホールセンサを用い
ず、かつモータ制御精度の高いセンサレスモータを提供
できる。 ２．回転情報を得ることで、必要以上にモータ回転数を
上げずに、センサレスモータ制御が実現できる。 ３．初期負荷変動の比較的大きい系においても、安定し
たセンサレスモータ制御が実現できる。
ば、下記の効果が得られる。 １．励磁切り換えタイミング決定用ホールセンサを用い
ず、かつモータ制御精度の高いセンサレスモータを提供
できる。 ２．回転情報を得ることで、必要以上にモータ回転数を
上げずに、センサレスモータ制御が実現できる。 ３．初期負荷変動の比較的大きい系においても、安定し
たセンサレスモータ制御が実現できる。
【図１】図１は、本発明の実施例１のブラシレスモータ
駆動制御装置の回路ブロック図である。
駆動制御装置の回路ブロック図である。
【図２】図２は、従来例のブラシレスモータ駆動制御装
置の回路図である。
置の回路図である。
【図３】図３は、プラシレスモータのロータの回転を説
明するためにロータとステータとを示す図である。
明するためにロータとステータとを示す図である。
【図４】図４は、従来例のブラシレスモータ駆動制御装
置におけるコイルに発生される電圧、電流を示す波形図
である。
置におけるコイルに発生される電圧、電流を示す波形図
である。
【図５】図５は、本発明のブラシレスモータ駆動制御装
置において励磁信号を生成するために用いられる、コイ
ルに発生される電圧、電流とモータ回転に関連するパル
ス数を示す波形図である。
置において励磁信号を生成するために用いられる、コイ
ルに発生される電圧、電流とモータ回転に関連するパル
ス数を示す波形図である。
【図６】図６は、本発明の実施例２のブラシレスモータ
駆動制御装置で用いる動作を示すフローチャートであ
る。
駆動制御装置で用いる動作を示すフローチャートであ
る。
１０１ ＤＳＰ １０２ ６チャンネルトランジスタアレイ １０３ ブラシレスモータ １０４〜１０９ トランジスタ用制御信号 １１０〜１１２ コイル線 １１３ ＭＲセンサ １１４ 信号線 １１５、１１６ 分圧抵抗
Claims (7)
- 【請求項１】ブラシレスモータの回転子の回転に応じて
所定のパルスを出力するパルス発生手段と、 ブラシレスモータの固定子巻線の端子電圧に基づいてブ
ラシレスモータの回転子の位置を検出する回転子位置検
出手段と、 ブラシレスモータのドライバへ励磁信号を与えて回転子
を回転させる回転子回転手段と、 前記パルス発生手段から出力されるパルスをカウントす
るカウント手段と、を有し、 前記カウント手段によってカウントしたパルスのカウン
ト数により励磁切り換えタイミングを算出して励磁信号
を生成する、ことを特徴とするブラシレスモータ制御装
置。 - 【請求項２】ブラシレスモータの回転子の回転に応じて
所定のパルスを出力するパルス発生手段と、 ブラシレスモータの固定子巻線の端子電圧に基づいてブ
ラシレスモータの回転子の位置を検出する回転子位置検
出手段と、 ブラシレスモータのドライバへ励磁信号を与えて回転子
を回転させる回転子回転手段と、 前記パルス発生手段から出力されるパルスをカウントす
るカウント手段と、 前記カウント手段によってカウントしたパルスのカウン
ト数により励磁切り換えタイミングを算出して励磁信号
を生成する第１励磁信号生成手段と、 前記カウント手段によってカウントしたパルスのカウン
ト数と前記回転子位置検出手段によって固定子巻線の端
子電圧から得た回転子位置検出結果から励磁切り換えタ
イミングを算出して励磁信号を生成する第２励磁信号生
成手段と、 前記第１励磁信号生成手段と前記第２励磁信号生成手段
のいずれかを選択する選択手段と、 を備えることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。 - 【請求項３】 請求項２記載のブラシレスモータ制御装
置において、ブラシレスモータ起動後の一定区間では、
前記選択手段は前記第１励磁信号生成手段を選択し、所
定時間後では、前記第２励磁信号生成手段を選択するこ
とを特徴とするブラシレスモータ制御装置。 - 【請求項４】 請求項１または２記載のブラシレスモー
タ制御装置において、前記回転子位置検出手段はブラシ
レスモータの回転子が回転した際に固定子に現れるコイ
ルの誘起電圧を検出して回転子の位置を検出することを
特徴とするブラシレスモータ制御装置。 - 【請求項５】 請求項１または２記載のブラシレスモー
タ制御装置において、前記第１または第２励磁信号生成
手段は、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）また
はマイクロプロセッサによって演算処理し、励磁信号を
生成することを特徴とする励磁信号生成手段。 - 【請求項６】 請求項１または２記載のプラシレスモー
タ制御装置において、前記回転子位置検出手段が固定子
に現れるコイルの誘起電圧を検出して回転子の位置を検
出する際に比較する基準となる基準電圧が予め設定され
ていることを特徴とするプラシレスモータ制御装置 - 【請求項７】 請求項１または２記載のプラシレスモー
タ制御装置において、前記回転子位置検出手段が固定子
に現れるコイルの誘起電圧を検出して回転子の位置を検
出する際に比較する基準となる基準電圧は、前記コイル
に最大電流を流したときに現れる電圧と、前記コイルに
電流を流さないときに現れる電圧との平均によって予め
決定されることを特徴とするプラシレスモータ制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11094589A JP2000295890A (ja) | 1999-04-01 | 1999-04-01 | ブラシレスモータ駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11094589A JP2000295890A (ja) | 1999-04-01 | 1999-04-01 | ブラシレスモータ駆動制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000295890A true JP2000295890A (ja) | 2000-10-20 |
Family
ID=14114476
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11094589A Pending JP2000295890A (ja) | 1999-04-01 | 1999-04-01 | ブラシレスモータ駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000295890A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002223581A (ja) * | 2001-01-26 | 2002-08-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置およびモータ |
| JP2005341702A (ja) * | 2004-05-26 | 2005-12-08 | Kyocera Mita Corp | モータ制御装置 |
| JP2007068322A (ja) * | 2005-08-31 | 2007-03-15 | Sony Corp | センサレスブラシレスモータ |
| JP2011041471A (ja) * | 2010-11-15 | 2011-02-24 | Panasonic Corp | モータ駆動装置、モータ、ファン駆動モータ、ルームエアコン、給湯器、空気清浄機 |
| JP2017099224A (ja) * | 2015-11-27 | 2017-06-01 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ駆動制御装置 |
| JP6291149B1 (ja) * | 2017-06-12 | 2018-03-14 | 株式会社 五十嵐電機製作所 | ブラシレスｄｃサーボモータの制御装置 |
| JP6412281B1 (ja) * | 2018-02-05 | 2018-10-24 | 株式会社 五十嵐電機製作所 | ブラシレスｄｃサーボモータの制御装置 |
-
1999
- 1999-04-01 JP JP11094589A patent/JP2000295890A/ja active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002223581A (ja) * | 2001-01-26 | 2002-08-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置およびモータ |
| JP4660932B2 (ja) * | 2001-01-26 | 2011-03-30 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP2005341702A (ja) * | 2004-05-26 | 2005-12-08 | Kyocera Mita Corp | モータ制御装置 |
| JP4667767B2 (ja) * | 2004-05-26 | 2011-04-13 | 京セラミタ株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2007068322A (ja) * | 2005-08-31 | 2007-03-15 | Sony Corp | センサレスブラシレスモータ |
| JP2011041471A (ja) * | 2010-11-15 | 2011-02-24 | Panasonic Corp | モータ駆動装置、モータ、ファン駆動モータ、ルームエアコン、給湯器、空気清浄機 |
| JP2017099224A (ja) * | 2015-11-27 | 2017-06-01 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ駆動制御装置 |
| CN106877752A (zh) * | 2015-11-27 | 2017-06-20 | 美蓓亚株式会社 | 马达驱动控制装置 |
| US9960717B2 (en) | 2015-11-27 | 2018-05-01 | Minebea Co., Ltd. | Motor drive control device |
| CN106877752B (zh) * | 2015-11-27 | 2019-06-18 | 美蓓亚株式会社 | 马达驱动控制装置 |
| JP6291149B1 (ja) * | 2017-06-12 | 2018-03-14 | 株式会社 五十嵐電機製作所 | ブラシレスｄｃサーボモータの制御装置 |
| WO2018229842A1 (ja) * | 2017-06-12 | 2018-12-20 | 株式会社五十嵐電機製作所 | ブラシレスｄｃサーボモータの制御装置 |
| US10879820B2 (en) | 2017-06-12 | 2020-12-29 | Igarashi Electric Works Ltd. | Control device for brushless DC servo motor |
| JP6412281B1 (ja) * | 2018-02-05 | 2018-10-24 | 株式会社 五十嵐電機製作所 | ブラシレスｄｃサーボモータの制御装置 |
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