CN112747662B - 电动机的磁场位置检测方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电动机的磁场位置检测方法，通过抑制在通电线圈中产生的感应电流的急剧减小的变化来抑制在对永磁体磁场位置进行检测时所产生的声音的产生，从而实现静音化。MPU(51)从6个通电模式中依次选择一个并将恒定电压矩形波脉冲施加于三相线圈达到规定的感测通电时间，之后使三相半桥型逆变器电路(53)的至少进行回流的低侧臂导通以使感应电流在开关元件与线圈之间回流并衰减，由A/D转换器电路(56)来测定感测通电结束前的峰值线圈电流值并作为测定数据进行存储。

Description

电动机的磁场位置检测方法
技术领域
本发明涉及无传感器电动机、线性致动器等电动机的磁场位置检测方法。
背景技术
以往，小型直流电动机使用了有刷DC电动机，但存在电刷声音、电气噪声、耐久性等问题，无刷DC电动机由此登场。另外，最近从小型轻量化、牢固化、低成本化等观点出发，不具备位置传感器的无传感器电动机受到关注，首先，由于信息设备领域的硬盘驱动器等所采用的矢量控制技术的发展，在家电、车载领域也开始被采用。
图8中，作为不具备位置传感器的无传感器电动机的一个示例，示出三相无刷直流(DC)电动机的结构。在以转子轴1为中心进行旋转的转子2处，在S极和N极设置有一对永磁体3。永磁体磁场的磁极构造(IPM、SPM)或极数等是各种各样的。定子4中，在以120°相位差设置的极齿上配置有电枢绕组(线圈)U、V、W，并经由中性点(公共)C进行星形接线。
图11中示出现有的无传感器驱动电路的框图。“电动机(MOTOR)”是三相无传感器电动机。MPU(微处理器)51是微控制器(控制单元)。INV53是三相半桥型逆变器电路(输出单元)。RS是电流传感器54。ADC是将电流值转换为数字值的A/D转换器56。另外，实际的电路中除了上述结构以外，还需要电源部、过零转换器和虚拟公共生成部、主机接口部等，但为了避免复杂化而省略。
图12中，作为三相无刷DC电动机的驱动方式的代表性示例，示出120°通电的时序图。在区间1中，从U相向V相进行矩形波通电，在区间2中，从U相向W相进行矩形波通电，在区间3中，从V相向W相进行矩形波通电，在区间4中，从V相向U相进行矩形波通电，在区间5中，从W相向U相进行矩形波通电，在区间6中，从W相向V相进行矩形波通电。虚线是感应电压波形。HU～HW是内置于电动机的霍尔传感器的输出波形，现有的带位置传感器的无刷DC电动机基于该信号来进行励磁切换。
在无传感器驱动中，根据感应电压来检测转子位置，然而，在零速时不产生感应电压，因此，不知道转子位置，无法启动。为了检测静止时的转子位置，存在如下方法：如图11所示那样地设置电流传感器54以及电流检测电路，使用三相半桥型逆变器电路53通过PWM驱动来使正弦波状的线圈电流流过线圈，并根据电流响应来推定位置。
在为了检测转子位置而施加大电流正弦波等感测脉冲从而根据线圈电流轮廓来推定转子位置的高频注入法中，为了生成电流轮廓，需要3个电流传感器54和三相同时采样的超高速A/D转换器56，并且为了高精度测定，也需要差动放大器等，检测电路容易复杂化。此外，由于为了位置推定运算而使用数学模型，因而也需要具有较高的运算处理能力的MPU51。因此，该方法和装置较为复杂且价格较高。另外，存在感测电流较大、位置检测花费数十ms等问题。
为了解决这些问题，提出了如下方法：提供通过简单的硬件和软件来实现低成本化并且能瞬时检测永磁体磁场位置的电动机的磁场位置检测方法。在电动机静止状态下，将三相感测脉冲(恒定电压矩形波脉冲)电压依次添加至三相线圈并重复对针对作为测定对象相的线圈的通电时间进行测定的动作，根据与在对应于6个通电模式的通电时间的测定数据中成为最小值的通电模式相对应的磁场位置信息，来确定永磁体磁场位置(参照专利文献1：日本专利特开2018-78695号公报)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2018－78695号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
上述专利文献1中，以电气角60度为单位来检测转子位置，然而，由于在短时间内流过较大的电流，因此，伴随电流的急剧变化，在转子中产生的力的变化也变得急剧，将产生振动声音。
图13是在利用120°矩形波通电将1脉冲电压(驱动信号)施加至三相线圈中任意的两相线圈的情况下的电流波形及声音收集麦克风所得到的噪音的波形图。图14是将图13的噪音波形进行FFT(高速傅里叶变换)处理后得到的麦克风波形图。图14的纵轴表示噪音的大小，横轴表示时间轴。根据图12可知，在施加了脉冲电压后立即产生了噪音。
在图15的电动机驱动电路图中，实线箭头表示在将脉冲电压施加至三相线圈(U、V、W)中的两相(例如U相、V相)时流过线圈的电流的流动，虚线箭头表示通电后在该线圈中产生的感应电流的流动。根据该虚线箭头，由于与三相半桥型逆变器电路53的FET并联连接的回流二极管、电阻存在于感应电流的通电路径，因此将产生功耗、电流的衰减将较快地进行，这成为噪音产生的一个原因。
解决技术问题所采用的技术方案
以下所述的数个实施方式是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种电动机的磁场位置检测方法，通过抑制在通电线圈中产生的感应电流的急剧减小的变化来抑制在对永磁体磁场位置进行检测时所产生的声音的产生，从而实现静音化。
一种电动机的磁场位置检测方法，是包括具有永磁体磁场的转子和具有星形接线的三相绕组的定子、且提供恒定电压直流电源并通过120°矩形波通电来进行启动的电动机的磁场位置检测方法，其包括：控制单元，该控制单元存储磁场位置信息，所述磁场位置信息指定对三相线圈进行正方向通电和反方向通电的合计6个通电模式以及与各通电模式对应的120°通电的励磁切换区间，并具备PWM控制电路，该PWM控制电路根据来自上位控制器的旋转指令来生成针对所述三相线圈的PWM通电信号；输出单元，该输出单元利用所述PWM控制电路，经由三相半桥型逆变器电路对三相线圈中的任意两相线圈进行通电；电流检测单元，该电流检测单元与所述输出单元的接地侧端子相连接，并对线圈电流进行检测；以及A/D转换器电路，该A/D转换器电路根据所述电流检测单元的输出来测定线圈电流值，所述PWM控制电路针对每一相成对地对所述三相半桥型逆变器电路的高侧臂和低侧臂进行控制，并在PWM停止运转周期中以将与PWM周期内的通电期间相反侧的臂设为导通的互补模式来进行PWM控制，所述控制单元重复以下步骤：在针对所述三相线圈的感测通电前，将所述输出单元的输出全部切断，并使在全部线圈中所积蓄的线圈积蓄能量释放，从而成为线圈电流零状态的通电断开步骤；将所述三相线圈中在中性点处没有分叉的成为1相通电的相作为测定对象相，所述控制单元从6个通电模式中依次选择一个并将恒定电压矩形波脉冲施加于所述三相线圈达到规定的感测通电时间，之后使所述三相半桥型逆变器电路的至少进行回流的低侧臂导通，从而使感应电流在开关元件与线圈之间回流并衰减，通过所述A/D转换器电路来测定感测通电结束前的峰值线圈电流值并作为测定数据来进行存储的测定步骤；以及选择相对于所述测定对象相的正方向通电模式接着选择反方向通电模式，对于剩余的两相也选择正方向通电模式接着选择反方向通电模式，针对合计6个通电模式重复进行通电断开和感测通电所产生的峰值线圈电流值的测定，对各感测通电结束前的峰值线圈电流值进行测定并作为测定数据进行存储的步骤，所述控制单元从6个通电模式的测定数据中选择峰值线圈电流值为最大的通电模式，并根据与最大通电模式相对应的所述磁场位置信息来确定永磁体磁场位置。
由此，在电动机静止状态下，将三相感测脉冲(恒定电压矩形波脉冲)电压依次添加到三相线圈，并对通向成为测定对象相的线圈的峰值线圈电流进行测定，从而可瞬时确定永磁体磁场的静止位置。特别地，在将恒定电压矩形波脉冲施加于三相线圈来进行感测通电的测定步骤中，使三相半桥型逆变器电路的至少进行回流的低侧臂导通，并使感应电流在场效应晶体管与线圈之间回流并衰减，由此可抑制电动机电流的急剧变化，并能抑制噪音的产生。
所述测定步骤中，也可以将所述三相线圈中在中性点处没有分叉的成为1相通电的相作为测定对象相，在所述控制单元从6个通电模式中依次选择一个并将恒定电压矩形波脉冲施加于所述三相线圈达到规定的感测通电时间时，施加由所述PWM控制电路分割后得到的恒定电压矩形波脉冲，利用所述A/D转换器电路来测定感测通电结束前的峰值线圈电流值并作为测定数据来进行存储。
由此，可进一步抑制电动机电流的急剧变化，能进一步减少噪音。
所述控制单元也可以通过对与所述峰值线圈电流值为最大的通电模式相邻的通电模式彼此的测定数据进行大小比较，从而将根据成为最大的通电模式而被确定的60°电气角的磁场位置信息一分为二，并以电气角30°为单位来确定永磁体磁场位置。
由此，在以60°电气角被确定的永磁体磁场位置信息的区间中央，存在两相线圈的通电时间的交点，大小关系反转，因此，通过对相邻的最大通电模式双方的测定数据进行大小比较，从而可以以电气角30°的间隔来更细致地判断转子位置。
发明效果
若使用电动机的磁场位置检测方法，则可以提供对检测永磁体磁场位置时所产生的声音的产生进行抑制从而实现静音化的电动机的磁场位置检测方法。
附图说明
图1是一个通电模式的电流波形图。
图2是6个通电模式测定时的电流波形图。
图3是电动机驱动电路的框图。
图4是三相线圈的电流值实际测量图。
图5是在图3的电动机驱动电路中施加了1个脉冲的量的驱动信号(矩形波脉冲)时所产生的线圈电流波形图、声音收集麦克风的波形图。
图6是将图5的声音收集麦克风波形图进行FFT(高速傅里叶变换)处理后得到的波形图。
图7是示出图3的电动机驱动电路中的通电电流的流动及感应电流的流动的说明图。
图8是星形接线的三相无刷DC电动机的结构图。
图9是在图3的电动机驱动电路中施加了1个脉冲的量的驱动信号(矩形波脉冲)时所产生的线圈电流波形图、声音收集麦克风的波形图。
图10是将图9的声音收集麦克风波形图进行FFT(高速傅里叶变换)处理后得到的波形图。
图11是现有的电动机驱动电路的框图。
图12是120°通电时序图。
图13是在现有的电动机驱动电路中施加了1个脉冲的量的驱动信号(矩形波脉冲)时所产生的线圈电流波形图、声音收集麦克风的波形图。
图14是将图13的声音收集麦克风波形图进行FFT(高速傅里叶变换)处理后得到的波形图。
图15是示出现有的电动机驱动电路中的通电电流的流动及感应电流的流动的说明图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明所涉及的电动机的磁场位置检测方法的实施方式进行说明。本申请发明中，作为电动机的一个示例，使用在转子中具备永磁体磁场、在定子中以120°相位差来配置绕组并进行星形接线、且相端与电动机输出单元相连接的无传感器电动机来进行说明。另外，也能使用于通过电动机来使可动构件进行往复运动的线性致动器。
下面，作为一个示例，将对三相DC无刷电动机进行无传感器驱动的无传感器电动机的永磁体磁场位置检测方法与无传感器电动机驱动装置的结构一并进行说明。
参照图8，示出本发明所涉及的三相无刷DC电动机的一个实施例。作为一个示例，例示出具备2极永磁体转子和设置有3个槽的定子4的三相无刷DC电动机。电动机可以是内转子型或外转子型中的任一种。此外，作为永磁体型磁场，可以是永磁体嵌入型(IPM型)电动机、表面永磁体型(SPM型)电动机中的任一种。
在图8中，转子2一体设置于转子轴1，作为磁场，设置有2极的永磁体3。定子4中，极齿4a、4b、4c以120°相位差与永磁体3相对地配置成为如下三相无刷DC电动机：对定子4的各极齿4a、4b、4c设置绕组(线圈)U、V、W，在相间用公共C进行星形接线，并在后述的电动机驱动装置中布线。另外，由于公共线不需要因而被省略。
接着，在图3中示出三相无传感器电动机的电动机驱动电路的一个示例。
将120°通电双极矩形波励磁假定为启动时的驱动方式。
“电动机(MOTOR)”是三相无传感器电动机。MPU51是微控制器(控制单元)。MPU51存储对针对三相线圈(U、V、W)的6个通电模式和与各通电模式相对应的120°通电的励磁切换区间(区间1～区间6)进行指定的磁场位置信息，并具备根据来自上位控制器50的旋转指令来生成针对三相线圈(U、V、W)的PWM通电信号的PWM控制电路52。
MPU51具备PWM控制电路52。PWM控制电路52发送PWM通电信号(栅极信号)，对三相半桥型逆变器电路53(INV：输出单元)进行开关控制来向三相线圈(U、V、W)中任意的两相线圈通电。三相半桥型逆变器电路53具备三相合计6组栅极电路，该栅极电路中，回流二极管与开关元件(场效应晶体管：FET)并联连接。各相的开关元件中，高侧臂(例如，FETU_H)与正极电源线相连接，且低侧臂(例如，FETU_L)与接地电源线分别连接。
PWM控制电路52针对每一相，对三相半桥型逆变器电路53的高侧臂(例如，FETU_H)和低侧臂(例如，FETU_L)成对地进行控制。例如，在PWM停止运转周期中，以将与PWM停止运转周期的通电期间相反侧的臂设为导通的互补模式来进行PWM控制，并包括在PWM运转周期中设为H(高侧臂导通)并在PWM停止运转周期中设为L(低侧臂导通)的HL通电、以及在PWM运转周期中设为L(低侧臂导通)并在PWM停止运转周期中设为H(高侧臂导通)的LH通电这两种通电模式。
电流传感器54(RS：电流检测单元)与三相半桥型逆变器电路53的共同接地侧端子串联连接。电流传感器54与比较器55(COMP)的输入端子相连接。在本实施例中，使用分流电阻r来作为电流传感器54。电流传感器54(电流检测单元)的输出被发送至A/D转换器56(ADC：Analog-to-Digital Converter，模拟-数字转换电路)。A/D转换器56根据电流传感器54的输出来测定线圈电流值。感测脉冲的规定通电时间的经过由MPU51的内置的计时器来测定。A/D转换器56无需是高性能的，内置于廉价的MPU51而变得实用。例如，12位、数据获取时间1us、转换时间20us左右的A/D转换器56搭载于一般的通用MPU微处理单元，这对于本案的目的来说是充分的。根据以上结构，对于三相通电的6个通电模式进行峰值线圈电流值测定，根据最大的测定数据来检测最大模式，将与该最大模式对应的预先存储于MPU51的磁场位置信息确定作为转子位置。
在本实施例中，为了进行转子位置感测，需要对三相线圈同时进行导通断开通电，并检测峰值电流。因此，如图3所示那样在三相半桥型逆变器电路53的共同接地侧端子与接地之间设置由1个分流电阻r构成的电流传感器54，以取代串联插入图11的现有电动机驱动电路的每一个线圈的电流传感器。仅向分流电阻r施加电压下降的量的数V这样的低电压，因此，在线圈施加电压为数百V这样的高电压驱动电路中也可使用。
比较器55将与由电流传感器54检测到的线圈电流对应的检测电压、和与电流阈值对应的参考电压进行比较，来检测线圈电流是否到达了电流阈值。在峰值电流值的检测中使用A/D转换器56。将从上述电流传感器54输出的检测电压输入至比较器55的输入端子。将与可对磁场极性所造成的磁电阻变化进行检测的大小的电流阈值相当的参考电压输入至参考端子。A/D转换器56的输出被发送至MPU51，若超过电流阈值则从L电平切换为H电平。
MPU51利用A/D转换器56来测定峰值电流值，存储各相测定对象线圈的测定数据，并进行永磁体磁场位置检测处理。作为具体的位置检测处理例，将三相线圈中经由中性点成为1相通电的相作为测定对象相，选择正方向通电模式接着选择反方向通电模式并进行通电，针对剩余的两相也重复同样的通电模式，由此针对合计6个通电模式进行通电，根据测定数据来检测成为最大的通电模式，并将与其对应的预先存储的永磁体磁场位置信息设为转子位置。
这里，对永磁体磁场位置的检测原理进行说明。
将恒定电压脉冲施加于线圈时的电流按下式上升。
I(t)＝(L/R)·(1-e(－t·R/L))
其中，I为线圈电流，L为线圈电感，R为线圈电阻。
图1中示出将恒定电压矩形波脉冲施加于线圈时的电流波形示意图。
这里，若线圈电阻R是恒定的，并将脉冲时间t设为规定值，则峰值电流值I(t)反映电感L。
此外，三相电动机的三相通电模式为以下表1所示的6个种类。
[表1]
模式编号 电源正侧连接相 接地侧连接相
1 U V、W
2 V、W U
3 V W、U
4 W、U V
5 W U、V
6 U、V W
图2中，示出当在三相线圈中每隔输出断开期间成为线圈电流零状态、并依次选择上述6个三相通电模式来施加高频恒定电压矩形波脉冲时的电流波形。作为利用上述感测脉冲来检测转子位置的方法，将脉冲时间t设为规定的恒定值来测定峰值电流值。
这里，对将脉冲时间t设为规定值来对峰值电流值进行测定的方法进行说明。在电感较小的位置，电流增加率变大，在电感较大的位置，电流增加率较小。因此，与转子位置相对应的电流变化与将所述峰值电流设为恒定时的脉冲时间变化相反。提供了短时间脉冲时的峰值电流值I1～I6受磁阻的影响根据磁场位置而变化。峰值电流变化相对于磁场位置具有2周期性，对于1相，可以利用下式来近似。
ΔIa＝cos2θ、cos(2θ+π)(其中θ＝磁场位置)
如果将θ的值设为+120°、－120°，则可以得到其它的2相。
另外，提供了较长时间的脉冲时的峰值电流值I1～I6因磁场极性而导致磁电阻变化，并根据磁场位置而变化。对于1相，电流变化相对于磁场位置可以以1周期性利用下式来大致近似。
ΔIb＝cos2θ、cos(2θ+π)(其中θ＝磁场位置：θ为0～π/2和3π/2～2π，设为ΔIb＝-1)
如果将θ的值设为+120°、－120°则可以得到其它的2相。
在长时间的脉冲施加时，考虑磁阻变化和磁电阻变化双方反映在线圈电流中，因此将电流变化近似为ΔI＝ΔIa+ΔIb。
图4中示出施加长时间的脉冲时的电流变化的实际测量波形。该波形是针对每1°向三相通电模式6个中的各个施加规定时间的脉冲来测定峰值电流，并绘制合计2160个数据而得到的波形。所使用的电动机是硬盘驱动器的主轴电动机。另外，在图4中，例如，示出W为正方向通电，W为反方向通电。
由图4可以，峰值电流值最大的通电模式以120°通电的励磁区间即60°间隔进行切换。因此，若可知峰值电流值最大的通电模式，则可以唯一确定转子位置，可以在120°通电下进行启动。
在下方的表2中示出最大通电模式与永磁体磁场位置信息的关系。另外，最大通电模式的标记中，例如把将W相连接至正侧电源并将U相和V相连接至接地侧(负侧)的情况标记为“W-UV”。此外，作为参考，附记了相应的120°通电方式的励磁模式。若以所记载的励磁模式来向两相进行通电则进行正转，若使通电方向相反则进行反转。
[表2]
最大通电模式 磁场位置信息(电气角) 120°励磁模式
W-UV 30°～90° U-V(区间1)
UW-V 90°～150° U-W(区间2)
U-VW 150°～210° V-W(区间3)
VU-W 210°～270° V-U(区间4)
V-WU 270°～330° W-U(区间5)
WV-U 330°～30° W-V(区间6)
对使用表2来确定永磁体磁场位置(转子位置)的具体方法进行说明。
在静止时，针对三相通电的6个模式分别进行固定时间通电，并测定峰值电流。通电模式的顺序以表1为准。
其结果是，例如，若设为U-VW通电时的峰值电流值为最大，则由表2可知磁场位于150°～210°的区间。然后，若在120°通电方式下，进行将V相连接至电源+侧并将W相连接至接地侧的V-W励磁则在正转方向上启动，若进行反方向的W-V励磁则进行反转。由此，根据本案，能够非常容易地进行永磁体磁场位置(转子位置)检测。
另外，也能够以电气角30°的间隔来进行转子位置检测。
也可以通过对与峰值线圈电流值为最大的通电模式相邻的通电模式彼此的测定数据进行大小比较，从而将根据成为最大的通电模式而被确定的60°电气角的磁场位置信息进行分割，并以电气角30°为单位来确定永磁体磁场位置。若确定了磁场位置，则根据表2可知相邻的区间的最大通电模式。例如，在测定的结果是W-UV模式为最大值的情况下，转子位于30°～90°的区间1，前方区间电气角330°～30°的最大通电模式为WV-U，后方区间电气角90°～150°的最大通电模式为UW-V。
由此，在以60°电气角确定的永磁体磁场位置信息的区间中央，存在两相线圈的通电时间的交点，大小关系反转，因此，对相邻的最大通电模式双方的测定数据进行大小比较，由此可以以电气角30°间隔来更细致地判别转子位置。由于已经获取到所需的测定数据，因而不需要新的测定。
此外，在本案中，不仅在静止时，在低速旋转时也能进行磁场位置检测。由于在旋转时已经知道转子位置，因此，无需针对6个模式进行感测，可以仅通过对接下来所出现的励磁切换点进行检测来使旋转继续。持续当前的通电状态直到励磁切换点为止，若检测到励磁切换点则使励磁序列步进即可。
此外，测定数据的轮廓在励磁切换点交叉。因此，在励磁切换点的检测中，可以周期性地在当前区间和与在旋转方向上相邻的区间的2个通电模式下进行感测，并将所得到的2个测定数据彼此进行大小比较来进行检测。例如，在转子位于30°～90°的区间1的情况下，由表2可知当前区间的通电模式是W-UV通电。此外，也可知若旋转方向的相邻区间的通电模式为正转方向，则是区间2的UW-V通电。如果在这2个模式下进行感测，则在转子超过90°的时刻对测定数据的大小进行替换。因此，可检测到转子旋转至区间2，并在该时刻使励磁模式步进。同样地，若逐一检测励磁区间的切换点以使励磁模式步进，则可以从静止时开始无缝地启动，或者可以持续产生低速旋转、停转转矩。
在旋转时，需要使感测时间尽可能地短，但如果使用上述感测方法，则静止时的6个通电模式变为2个通电模式，可以将测定时间缩短到1/3。测定时间根据电动机和驱动电路的条件增减大约300us左右。
另外，若针对3个通电模式进行测定，则也能判断旋转方向。针对与当前区间以及在正转方向和反转方向上相邻的区间相对应的3个通电模式，周期性地进行感测，将各自的测定数据进行大小比较，由此可以检测接下来出现的正转方向或反转方向的励磁区间边界点，并且也可以根据先检测到哪个励磁边界点来判断旋转方向。
表2中，例如，若设为转子位于30°～90°的区间1，则正转方向的励磁边界点为90°，是W-UV通电模式与UW-V通电模式的交点。同样地，反转方向的励磁边界点为30°，是W-UV通电模式与WV-U通电模式的交点。若与反转侧的30°交点相比先检测到正转侧的90°交点，则可知转子进行了正转。同样地，若与90°交点相比先检测到30°交点，则可知转子进行了反转。因此，若在与当前区间前后相邻的区间的3个通电模式下周期性地进行感测，则可以知道励磁区间边界点和旋转方向。
由此，旋转方向的制约不存在，无论正转、反转都能够进行旋转。此外，即使在因外力而强制性地进行旋转的情况下，也可以进行位置检测并在任意方向上产生转矩。另外，若使用上述感测方法，则静止时的6个模式成为3个模式，可以将测定时间缩短到1/2。
以下，参照图3的电动机驱动电路的框图和图2的电流波形图，对MPU51所进行的转子位置检测步骤的一个示例进行说明。
预先将6个三相通电模式和永磁体磁场位置信息存储于存储器。预先对A/D转换器56的参考端子设定与所需的电流阈值相当的参考电压。MPU51可根据来自上位控制器50的旋转指令，利用三相半桥型逆变器电路53，并通过二相120°矩形波通电来对三相线圈(U、V、W)开始转子位置检测。三相半桥型逆变器电路53从三相线圈中选择两相来进行通电，以使得转子的旋转方向偏置。通过上位控制器50所产生的旋转指令等来开始位置检测。在开始位置检测时，MPU51进行等待，直到将三相线圈全部的通电设为断开从而成为线圈电流零为止。由此，线圈电流成为零状态(通电断开步骤)。
接着，基于表1，从6个通电模式中依次选择一个，并将恒定电压矩形波脉冲施加于三相线圈(U、V、W)来开始感测通电，MPU51利用内置计时器等待规定时间。若经过了规定时间，则利用A/D转换器56根据电流传感器54的输出来测定线圈峰值电流值，并作为测定数据来进行存储(测定步骤)。再次将三相全部的通电设为断开，并等待直到线圈电流变为零为止。
选择相对于测定对象相的正方向通电模式接着选择反方向通电模式，针对剩余的两相也选择正方向通电模式接着选择反方向通电模式，对于表1中所示的合计6个通电模式，重复进行通电断开和感测通电所产生的峰值线圈电流值的测定和存储。MPU51从测定出的6个数据中选择成为最大值的通电模式。接着，基于表2，将与最大通电模式相对应的磁场位置信息作为永磁体磁场位置，并结束转子位置检测。
特别地，在将恒定电压矩形波脉冲施加于三相线圈(U、V、W)以进行感测通电的测定步骤中，使三相半桥型逆变器电路53的至少进行回流的低侧臂导通，并使感应电流在场效应晶体管与线圈之间回流并衰减，由此可抑制电动机电流的急剧变化，可抑制噪音的产生。
以下，将具体地进行说明。图5是在利用120°矩形波通电将1脉冲电压(驱动信号)施加于三相线圈(U、V、W)中的任意两相线圈(U相、V相)的情况下的电流波形及声音收集麦克风所得到的噪音的波形图。图6是将噪音波形进行FFT(高速傅里叶变换)处理后得到的麦克风波形图。图6的纵轴表示噪音电平的大小，横轴表示时间轴。
在图7的电动机驱动电路图中，实线箭头表示在将脉冲电压施加于三相线圈中的两相(例如U相、V相)时流过该线圈的电流的流动，虚线箭头表示通电后在该线圈中产生的感应电流的流动。
实线所示的线圈电流从FETU_H(U相FET高侧臂)通过U相线圈及V相线圈流向FETV_L(V相FET低侧臂)，将至少进行回流的低侧臂设为“导通”状态，虚线所示的感应电流通过V相线圈及U相线圈回流至FETU_L(U相FET低侧臂)及FETV_L(V相FET低侧臂)(FETW_L：W相FET低侧臂可以导通也可以断开)。由此，在不通过回流二极管、电阻的情况下感应电流进行回流，因此，可知流过三相线圈的电流的变化变得平缓，图6的噪音的峰值与图14相比降低。另外，图6、图10、图14都是将声音收集麦克风波形图进行FFT(高速傅里叶变换)处理后得到的波形图，虽省略了单位，但横轴(时间轴)和纵轴(噪音电平)都表示在同一比例下所测定出的数据。
在测定步骤中，也可以在MPU51从6个通电模式中依次选择一个并将恒定电压矩形波脉冲施加于三相线圈达到规定的感测通电时间时，施加由PWM控制电路52通过斩波器控制分割后得到的恒定电压矩形波脉冲，利用A/D转换器电路56来测定感测通电结束前的峰值线圈电流值并作为测定数据进行存储。
图9是在利用120°矩形波通电将1脉冲电压(驱动信号)施加于三相线圈(U、V、W)中的任意两相线圈(U相、V相)的情况下的电流波形及声音收集麦克风所得到的噪音的波形图。PWM控制电路53将图5所示的1脉冲电压作为进一步细致地进行分割而得到的分割脉冲电压来施加。图10是将噪音波形进行FFT(高速傅里叶变换)处理后得到的麦克风波形图。图10的纵轴表示噪音电平的大小，横轴表示时间轴。可以确认图10的噪音的峰值电平与图6相比下降了。由此，也推测为通过将施加于三相线圈(U、V、W)的脉冲电压隔开规定间隔来施加，从而线圈电流的变化变得平缓，麦克风波形的振幅也变小。由此，可以进一步抑制电动机电流的急剧变化，并进一步减少噪音。
另外，在上述实施方式中，使用了星形接线的定子，但也可以使用三角形接线的定子。此外，可以考虑各种电动机驱动电路的结构、控制程序结构，并不限于本实施方式中所公开的方式，当然也包含电子电路技术人员或程序员(本领域技术人员)可得出的电路结构的变更、程序结构的变更。

Claims (3)

1.一种电动机的磁场位置检测方法，
是包括具有永磁体磁场的转子和具有三相线圈的定子、且提供恒定电压直流电源并通过120°矩形波通电来启动的电动机的磁场位置检测方法，其特征在于，包括：
控制单元，该控制单元存储磁场位置信息，所述磁场位置信息指定对三相线圈进行正方向通电和反方向通电的合计6个通电模式以及与各通电模式对应的120°通电的励磁切换区间，并具备PWM控制电路，该PWM控制电路根据来自上位控制器的旋转指令来生成针对所述三相线圈的PWM通电信号；
输出单元，该输出单元利用所述PWM控制电路经由三相半桥型逆变器电路对三相线圈中的任意两相线圈进行通电；
电流检测单元，该电流检测单元与所述输出单元的接地侧端子相连接，并对线圈电流进行检测；以及
A/D转换器电路，该A/D转换器电路根据所述电流检测单元的输出来测定线圈电流值，
所述PWM控制电路针对每一相成对地对所述三相半桥型逆变器电路的高侧臂和低侧臂进行控制，并在PWM停止运转周期中以将与PWM周期内的通电期间相反侧的臂设为导通的互补模式来进行PWM控制，
所述控制单元重复以下步骤：在针对所述三相线圈的感测通电前，将所述输出单元的输出全部切断，并使积蓄在全部线圈中的线圈积蓄能量释放，从而成为线圈电流零状态的通电断开步骤；
将所述三相线圈中在中性点处没有分叉的成为1相通电的相作为测定对象相，所述控制单元从6个通电模式中依次选择一个并将恒定电压矩形波脉冲施加于所述三相线圈达到规定的感测通电时间，之后使所述三相半桥型逆变器电路的至少进行回流的低侧臂导通，从而使感应电流在开关元件与线圈之间回流并衰减，通过所述A/D转换器电路来测定感测通电结束前的峰值线圈电流值并作为测定数据来进行存储的测定步骤；以及
选择相对于所述测定对象相的正方向通电模式接着选择反方向通电模式，对于剩余的两相也选择正方向通电模式接着选择反方向通电模式，针对合计6个通电模式重复进行通电断开和感测通电所产生的峰值线圈电流值的测定，对各感测通电结束前的峰值线圈电流值进行测定并作为测定数据来进行存储的步骤，
所述控制单元从6个通电模式的测定数据中选择峰值线圈电流值为最大的通电模式，并根据与最大通电模式相对应的所述磁场位置信息来确定永磁体磁场位置。
2.如权利要求1所述的电动机的磁场位置检测方法，其特征在于，
在所述测定步骤中，将所述三相线圈中在中性点处没有分叉的成为1相通电的相作为测定对象相，在所述控制单元从6个通电模式中依次选择一个并将恒定电压矩形波脉冲施加于所述三相线圈达到规定的感测通电时间时，施加由所述PWM控制电路分割后得到的恒定电压矩形波脉冲，利用所述A/D转换器电路来测定感测通电结束前的峰值线圈电流值并作为测定数据来进行存储。
3.如权利要求1或2所述的电动机的磁场位置检测方法，其特征在于，
所述控制单元通过对与所述峰值线圈电流值为最大的通电模式相邻的通电模式彼此的测定数据进行大小比较，从而将根据成为最大的通电模式而被确定的60°电气角的磁场位置信息一分为二，并以电气角30°为单位来确定永磁体磁场位置。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116430073B (zh) * 2022-09-23 2023-11-10 上海铁路通信有限公司 一种齿轮速度传感器输出频率测试电路
CN116609704B (zh) * 2023-07-19 2023-11-03 苏州浪潮智能科技有限公司 连接方式的确定系统和方法、存储介质及电子设备

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003259684A (ja) * 2001-12-28 2003-09-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ及びディスク装置
CN101325358A (zh) * 2008-04-25 2008-12-17 哈尔滨工业大学（威海） 一种交流超导磁流体船舶推进器
CN101369003A (zh) * 2008-10-10 2009-02-18 上海奥波电子有限公司 电机定子扫描检测装置
CN101436841A (zh) * 2004-03-12 2009-05-20 精工爱普生株式会社 电动机
JP2010081786A (ja) * 2008-09-01 2010-04-08 Suri-Ai:Kk パワースイッチング回路
CN102005996A (zh) * 2009-08-28 2011-04-06 株式会社日立产机系统 永久磁铁同步电动机的驱动装置
CN103575199A (zh) * 2013-11-08 2014-02-12 肖功宽 一款直流电机电刷位置的确定的设备
CN104949610A (zh) * 2014-03-24 2015-09-30 上海微电子装备有限公司 磁浮线缆台电机磁对准系统及其对准方法
CN107154716A (zh) * 2017-07-19 2017-09-12 沈阳工业大学 双定子周向错位角电励磁直流电机及其控制方法
CN110063016A (zh) * 2016-11-08 2019-07-26 北斗制御株式会社 电动机的励磁位置检测方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4961292B2 (ja) * 2007-07-27 2012-06-27 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP5405224B2 (ja) 2009-07-28 2014-02-05 アスモ株式会社 モータ駆動装置、及びモータに備えられたロータの相対位置の判別方法
JP6517496B2 (ja) 2014-11-04 2019-05-22 三菱電機株式会社 モータ駆動装置、電動送風機、および電気掃除機

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003259684A (ja) * 2001-12-28 2003-09-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ及びディスク装置
CN101436841A (zh) * 2004-03-12 2009-05-20 精工爱普生株式会社 电动机
CN101325358A (zh) * 2008-04-25 2008-12-17 哈尔滨工业大学（威海） 一种交流超导磁流体船舶推进器
JP2010081786A (ja) * 2008-09-01 2010-04-08 Suri-Ai:Kk パワースイッチング回路
CN101369003A (zh) * 2008-10-10 2009-02-18 上海奥波电子有限公司 电机定子扫描检测装置
CN102005996A (zh) * 2009-08-28 2011-04-06 株式会社日立产机系统 永久磁铁同步电动机的驱动装置
CN103575199A (zh) * 2013-11-08 2014-02-12 肖功宽 一款直流电机电刷位置的确定的设备
CN104949610A (zh) * 2014-03-24 2015-09-30 上海微电子装备有限公司 磁浮线缆台电机磁对准系统及其对准方法
CN110063016A (zh) * 2016-11-08 2019-07-26 北斗制御株式会社 电动机的励磁位置检测方法
CN107154716A (zh) * 2017-07-19 2017-09-12 沈阳工业大学 双定子周向错位角电励磁直流电机及其控制方法

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