JP7349321B2 - 電動機の界磁位置検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、センサレスモータやリニアアクチュエータなどの電動機の界磁位置検出方法に関する。

従来、小型直流モータはブラシ付きＤＣモータが用いられてきたが、ブラシ音・電気ノイズ・耐久性等に問題がありブラシレスＤＣモータが登場した。さらに最近では小型軽量化・堅牢化・ローコスト化等の観点から位置センサを持たないセンサレスモータが注目され、まず情報機器分野のハードディスクドライブ等に採用されたがベクトル制御技術の発展により家電・車載分野でも採用され始めた。

図８に位置センサを備えないセンサレスモータの一例として三相ブラシレス直流（ＤＣ）モータの構成を示す。回転子軸１を中心に回転する回転子２にはＳ極とＮ極で一対の永久磁石３が設けられている。永久磁石界磁の磁極構造（ＩＰＭ，ＳＰＭ）あるいは極数等は様々である。固定子４には１２０°位相差で設けられた極歯に電機子巻線（コイル）Ｕ，Ｖ，Ｗが配置され、中性点（コモン）Ｃを介してスター結線されている。

図１１に従来のセンサレス駆動回路のブロックダイアグラムを示す。ＭＯＴＯＲは三相センサレスモータである。ＭＰＵ（マイクロプロセッサ）５１はマイクロコントローラ（制御手段）である。ＩＮＶ５３は、三相ハーフブリッジ型インバータ回路（出力手段）である。ＲＳは電流センサ５４である。ＡＤＣは電流値をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータ５６である。なお実際の回路にはこのほかに電源部、位置センサ入力部あるいはゼロクロスコンパレータとダミーコモン生成部、ホストインターフェース部等が必要であるが煩雑化を避けるため省略してある。

図１２に三相ブラシレスＤＣモータの駆動方式の代表的な例として１２０°通電のタイミングチャートを示す。区間１はＵ相からＶ相に、区間２はＵ相からＷ相に、区間３はＶ相からＷ相に、区間４はＶ相からＵ相に、区間５はＷ相からＵ相に、区間６はＷ相からＶ相に、矩形波通電される。破線は誘起電圧波形である。ＨＵ～ＨＷはモータに内蔵されるホールセンサの出力波形であり、従来の位置センサ付きブラシレスＤＣモータはこの信号に基づいて励磁切り替えが行われる。

センサレス駆動では誘起電圧から回転子位置を検出するが、零速時は誘起電圧が発生しないため回転子位置が判らず始動できない。静止時の回転子位置を検出するために図１１に示したように電流センサ５４と電流検出回路を設け、三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３を用いてＰＷＭ駆動によりコイルにサイン波状のコイル電流を流して電流応答から位置を推定する方法がある。

回転子位置を検出するために大電流サイン波等のセンシングパルスを印可してコイル電流プロファイルから回転子位置を推定する高周波注入法においては、電流プロファイルを作成するために３個の電流センサ５４と三相同時サンプリングの超高速Ａ／Ｄコンバータ５６が必要でありさらに高精度測定のためには差動アンプなども必要となり検出回路は複雑化しがちである。また位置推定演算のために数学モデルを用いることから高い演算処理能力を持つＭＰＵ５１も要求される。そのためこの方法及び装置は複雑化し高価格化する。さらにセンシング電流が大きい、位置検出に数十ｍｓかかる等の課題がある。

これらの課題を解決すべく、シンプルなハード及びソフトによりローコスト化を図り、瞬時に永久磁石界磁位置を検出可能な電動機の界磁位置検出方法を提供する方法が提案されている。モータ静止状態で、三相コイルに三相センシングパルス（定電圧矩形波パルス）電圧を順次加えて測定対象相となるコイルへの通電時間を測定する動作を繰り返し、６通りの通電パターンに対応する通電時間の測定データのうち最小値となる通電パターンに対応する界磁位置情報から永久磁石界磁位置を特定するものである（特許文献１：特開２０１８－７８６９５号公報参照）。

特開２０１８－７８６９５号公報

上述した特許文献１は、電気角６０度単位で回転子位置を検出するものであるが、短時間に大きな電流を流すため、電流の急激な変化に伴い回転子に発生する力の変化も急激となり、振動音が発生する。
図１３は、三相コイルのうち任意の二相コイルに１２０°矩形波通電により１パルス電圧（駆動信号）を印加した場合の電流波形及び集音マイクによる騒音の波形図である。図１４は図１３の騒音波形をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理したマイク波形図である。図１４の縦軸は騒音の大きさを示し、横軸は時間軸を示す。図１２より、パルス電圧を印加した直後から騒音が発生していることがわかる。
図１５のモータ駆動回路図において、実線矢印は三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のうち二相（例えばＵ相，Ｖ相）にパルス電圧を印加したときにコイルに流れる電流の流れを示し、破線矢印は通電後に当該コイルに発生する誘導電流の流れを示す。この破線矢印によれば、三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３のＦＥＴに並列接続された環流ダイオードや抵抗が誘導電流の通電経路に存在するため、消費電力が発生し、電流の減衰が早く進行することが騒音発生の一因となる。

以下に述べるいくつかの実施形態は、これらの課題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、通電コイルに発生する誘導電流の急減な変化を抑えることで永久磁石界磁位置を検出する際に発生する音の発生を抑えて静音化を実現した電動機の界磁位置検出方法を提供することにある。

永久磁石界磁を有する回転子と三相コイルを有する固定子を備え、定電圧直流電源を供給して１２０°矩形波通電により始動する電動機の界磁位置検出方法であって、三相コイルに正方向通電及び逆方向通電の合計６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラからの回転指令に応じて前記三相コイルに対するＰＷＭ通電信号を生成するＰＷＭ制御回路を備えた制御手段と、前記ＰＷＭ制御回路により三相ハーフブリッジ型インバータ回路を介して三相コイルのうち任意の二相コイルに通電する出力手段と、前記出力手段の接地側端子と接続し、コイル電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力からコイル電流値を測定するＡ／Ｄコンバータ回路と、を備え、前記ＰＷＭ制御回路は、相ごとに前記三相ハーフブリッジ型インバータ回路のハイサイドアームとローサイドアームを対で制御し、ＰＷＭオフサイクル中はＰＷＭ周期内の通電期間とは逆サイドのアームをオンとする相補モードでＰＷＭ制御を行い、前記制御手段は、前記三相コイルに対するセンシング通電直前に前記出力手段の出力をすべて遮断しすべてのコイルに蓄積されたコイル蓄積エネルギーを放出させてコイル電流ゼロ状態とする通電オフステップと、前記三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、前記制御手段は電源正側接続相をＵ相、接地側接続相をＶ相，Ｗ相の場合をＵ－ＶＷと表記すると、Ｕ－ＶＷ，ＶＷ－Ｕ，Ｖ－ＷＵ，ＷＵ－Ｖ，Ｗ－ＵＶ，ＵＶ－Ｗの合計６通りの通電パターンからＵ相，Ｖ相，Ｗ相のうち測定対象相を順次一つ選択し前記三相コイルに定電圧矩形波パルスを所定のセンシング通電時間だけ印加したあと、前記三相ハーフブリッジ型インバータ回路の少なくとも還流するローサイドアームをオンにして誘導電流をスイッチング素子とコイル間に還流させて減衰させ、前記Ａ／Ｄコンバータ回路によりセンシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶する測定ステップと、前記測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し合計６通電パターンについて通電オフとセンシング通電によるピークコイル電流値の測定を繰り返し、各センシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶するステップを繰り返し、前記制御手段は、６通電パターンの測定データのうちピークコイル電流値が最大となる通電パターンを選択し、最大通電パターンに対応する前記界磁位置情報から永久磁石界磁位置を特定することを特徴とする。

これにより、モータ静止状態で、三相コイルに三相センシングパルス（定電圧矩形波パルス）電圧を順次加えて測定対象相となるコイルへのピークコイル電流を測定することで瞬時に永久磁石界磁の静止位置を特定することができる。特に、三相コイルに定電圧矩形波パルスを印加してセンシング通電する測定ステップにおいて、三相ハーフブリッジ型インバータ回路の少なくとも還流するローサイドアームをオンにして誘導電流を電界効果トランジスタとコイル間に還流させて減衰させることにより、モータ電流の急激な変化を抑制して、騒音の発生を抑えることができる。

前記測定ステップは、前記三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、前記制御手段は前記６通りの通電パターンからＵ相，Ｖ相，Ｗ相のうち測定対象相を順次一つ選択し前記三相コイルに定電圧矩形波パルスを所定のセンシング通電時間だけ印加する際に、前記ＰＷＭ制御回路により分割された定電圧矩形波パルスを印加し、前記Ａ／Ｄコンバータ回路によりセンシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶するようにしてもよい。
これにより、モータ電流の急激な変化を更に抑制して、騒音をより低減することができる。

前記制御手段は、前記ピークコイル電流値が最大となる通電パターンに隣接する通電パターンどうしの測定データを大小比較することで、最大となる通電パターンから特定される６０°電気角の界磁位置情報を二分して電気角３０°単位で永久磁石界磁位置を特定するようにしてもよい。
これにより、６０°電気角で特定される永久磁石界磁位置情報の区間中央に二相コイルの通電時間の交点があり大小関係が反転するため、隣接する最大通電パターン双方の測定データを大小比較することで電気角３０°ピッチで回転子位置をより細かく判別することができる。

電動機の界磁位置検出方法を用いれば、永久磁石界磁位置を検出する際に発生する音の発生を抑えて静音化を実現した電動機の界磁位置検出方法を提供することができる。

一通電パターンの電流波形図である。 ６通電パターン測定時の電流波形図である。 モータ駆動回路のブロックダイアグラムである。 三相コイルの電流値実測図である。 図３のモータ駆動回路に１パルス分の駆動信号（矩形波パルス）を印加した際に生ずるコイル電流波形図、集音マイクの波形図である。 図５の集音マイク波形図をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理した波形図である。 図３のモータ駆動回路における通電電流の流れ及び誘導電流の流れを示す説明図である。 スター結線された三相ブラシレスＤＣモータの構成図である。 図３のモータ駆動回路に１パルス分の駆動信号（矩形波パルス）を印加した際に生ずるコイル電流波形図、集音マイクの波形図である。 図９の集音マイク波形図をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理した波形図である。 従来のモータ駆動回路のブロックダイアグラムである。 １２０°通電タイミングチャートである。 従来のモータ駆動回路に１パルス分の駆動信号（矩形波パルス）を印加した際に生ずるコイル電流波形図、集音マイクの波形図である。 図１３の集音マイク波形図をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理した波形図である。 従来のモータ駆動回路における通電電流の流れ及び誘導電流の流れを示す説明図である。

以下、本発明に係る電動機の界磁位置検出方法の実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。本願発明は、電動機の一例として、回転子に永久磁石界磁を備え、固定子に巻き線を１２０°位相差で配置してスター結線し、相端がモータ出力手段に接続されたセンサレスモータを用いて説明する。尚、モータによりアクチュエータを往復動させるリニアアクチュエータに用いることも可能である。

以下では、一例として三相ＤＣブラシレスモータをセンサレス駆動するセンサレスモータの永久磁石界磁位置検出方法について、センサレスモータ駆動装置の構成と共に説明する。
図８を参照して本発明に係る三相ブラシレスＤＣモータの一実施例を示す。一例として２極永久磁石ロータと３スロットを設けた固定子４を備えた三相ブラシレスＤＣモータを例示する。モータはインナーロータ型でもアウターロータ型でもいずれでもよい。また、永久磁石型界磁としては永久磁石埋め込み型（ＩＰＭ型）モータや表面永久磁石型（ＳＰＭ型）モータのいずれであってもよい。

図８において、回転子軸１には回転子２が一体に設けられ、界磁として２極の永久磁石３が設けられている。固定子４には１２０°位相差で極歯４ａ，４ｂ，４ｃが永久磁石３に対向して配置されている。固定子４の各極歯４ａ，４ｂ，４ｃに巻線（コイル）Ｕ，Ｖ，Ｗを設けて相間をコモンＣでスター結線して後述するモータ駆動装置に配線された三相ブラシレスＤＣモータとなっている。尚、コモン線は、不要であるので省略されている。

次に、三相センサレスモータのモータ駆動回路の一例を図３に示す。
始動時の駆動方式としては１２０°通電バイポーラ矩形波励磁を想定している。
ＭＯＴＯＲは三相センサレスモータである。ＭＰＵ５１はマイクロコントローラ（制御手段）である。ＭＰＵ５１は、三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対する６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間（区間１～区間６）を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラ５０からの回転指令に応じて三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対するＰＷＭ通電信号を生成するＰＷＭ制御回路５２を備えている。

ＭＰＵ５１は、ＰＷＭ制御回路５２を備えている。ＰＷＭ制御回路５２は、ＰＷＭ通電信号（ゲート信号）を送出して三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３（ＩＮＶ：出力手段）をスイッチング制御して三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のうち任意の二相コイルに通電する。三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３は、スイッチング素子（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）に環流ダイオードが並列に接続されたゲート回路を三相分で合計６組備えている。各相のスイッチング素子は、ハイサイドアーム（例えばＦＥＴＵ＿Ｈ）は正極電源ラインに接続され及びローサイドアーム（例えばＦＥＴＵ＿Ｌ）は接地電源ラインに各々接続されている。

ＰＷＭ制御回路５２は、相ごとに三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３のハイサイドアーム（例えばＦＥＴＵ＿Ｈ）とローサイドアーム（例えばＦＥＴＵ＿Ｌ）を対で制御する。例えば、ＰＷＭオフサイクル中はＰＷＭオンサイクルの通電期間とは逆サイドのアームをオンとする相補モードでＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭオンサイクル中はＨ（ハイサイドアームオン）としＰＷＭオフサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）とするＨＬ通電と、ＰＷＭオンサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）としＰＷＭオフサイクル中はＨ（ハイサイドアームオン）とするＬＨ通電の双方の通電モードを備えている。

三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３の共通接地側端子には電流センサ５４（ＲＳ：電流検出手段）が直列に接続されている。電流センサ５４は、コンパレータ５５（ＣＯＭＰ）の入力端子に接続されている。本実施例では、電流センサ５４としてシャント抵抗ｒを用いた。電流センサ５４（電流検出手段）の出力はＡ／Ｄコンバータ５６（ADC：Analog-to-Digital Converter,アナログ‐デジタル変換回路）へ送出される。Ａ／Ｄコンバータ５６は、電流センサ５４の出力からコイル電流値を測定する。センシングパルスの所定通電時間の経過は、ＭＰＵ５１の内蔵されたタイマーにより測定する。Ａ／Ｄコンバータ５６は高性能なものは必要なく、低廉なＭＰＵ５１に内蔵されるもので実用になる。例えば、１２ビット、データアクイジョン時間１ｕｓ、変換時間２０ｕｓ程度のＡ／Ｄコンバータ５６は一般的な汎用ＭＰＵマイクロプロセッシングユニットに搭載されており本案の目的に対しては充分である。以上の構成により三相通電の６通電パターンについてピークコイル電流値測定を行い、最大の測定データから最大パターンを検出し、それに対応するあらかじめＭＰＵ５１に記憶されている界磁位置情報を回転子位置として特定する。

本実施例では回転子位置センシングのため、三相コイルに対して同時にオンオフ通電し、ピーク電流を検出する必要がある。そこで、図１１の従来のモータ駆動回路のコイルごとに直列に挿入する電流センサのかわりに、図３に示すように三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３の共通接地側端子と接地間にシャント抵抗ｒ１個による電流センサ５４を設ける。シャント抵抗ｒには電圧降下分の数Ｖといった低電圧しか印可されないため、コイル印可電圧が数百Ｖといった高電圧駆動回路でも使用することができる。

コンパレータ５５は、電流センサ５４により検出されるコイル電流に対応する検出電圧と、電流閾値に対応するリファレンス電圧を比較してコイル電流が電流閾値に到達したか否かを検出する。ピーク電流値の検出にはＡ／Ｄコンバータ５６が用いられる。コンパレータ５５の入力端子には前述の電流センサ５４から出力される検出電圧が入力する。リファレンス端子には、界磁極性による磁気抵抗変化を検出できる大きさの電流閾値に相当するリファレンス電圧を入力する。Ａ／Ｄコンバータ５６の出力は、ＭＰＵ５１に送出され、電流閾値を超えるとＬレベルからＨレベルに切り替わる。

ＭＰＵ５１は、ピーク電流値をＡ／Ｄコンバータ５６で測定し、各相測定対象コイルの測定データを記憶し、永久磁石界磁位置検出処理を行う。具体的な位置検出処理例としては、三相コイルのうち中性点を介して１相通電となる相を測定対象相として正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択して通電し、残る二相についても同様の通電パターンを繰り返すことで合計６通りの通電パターンについて通電して、測定データから最大となる通電パターンを検出し、それに対応するあらかじめ記憶されている永久磁石界磁位置情報を回転子位置とする。

ここで、永久磁石界磁位置の検出原理について説明する。
コイルに定電圧パルスを印可した時の電流は次式で上昇する。
Ｉ（ｔ）＝（Ｌ／Ｒ）・（１－ｅ^(－t・^R/L)）
但し、Ｉはコイル電流、Ｌはコイルインダクタンス、Ｒはコイル抵抗
図１にてコイルに定電圧矩形波パルスを印可したときの電流波形模式図を示す。
ここでコイル抵抗Ｒは一定でありパルス時間ｔを所定値とすれば、ピーク電流値Ｉ（ｔ）はインダクタンスＬを反映する。

また三相モータの三相通電パターンは以下の表１に示す６種類である。

図２に、三相コイルに出力オフ期間を置きコイル電流ゼロ状態として上記６個の三相通電パターンを順次選択して高周波定電圧矩形波パルスを印可した時の電流波形を示す。上記センシングパルスにより回転子位置を検出する方法としては、パルス時間ｔを所定の一定値としてピーク電流値を測定する。

ここでパルス時間ｔを所定値としてピーク電流値を測定する方法について説明する。インダクタンスが小さい位置では電流増加率が大きく、インダクタンスが大きい位置では電流増加率は小さい。従って、回転子位置に応じた電流変化は前記ピーク電流を一定としたときのパルス時間変化とは反対となる。短時間パルスを与えたときのピーク電流値Ｉ１～Ｉ６はリラクタンスの影響で界磁位置に応じて変化する。界磁位置に対するピーク電流変化は２周期性をもち１相に関して以下の式で近似できる。
ΔＩａ＝ｃｏｓ２θ、ｃｏｓ（２θ＋π）（但しθ＝界磁位置）
他の２相についてはθの値を＋１２０°、－１２０°とすれば得られる。

さらに長い時間のパルスを与えた時のピーク電流Ｉ１～Ｉ６は界磁極性により磁気抵抗が変化し界磁位置に応じて変化する。界磁位置に対する電流変化は１周期性で１相に関して以下の式で概略近似できる。
ΔＩｂ＝ｃｏｓ２θ、ｃｏｓ（２θ＋π）（但しθ＝界磁位置：θが０～π／２及び３π／２～２πはΔＩｂ＝－１とする）
他の２相についてはθの値を＋１２０°、－１２０°とすれば得られる。

長い時間のパルス印可時はリラクタンス変化と磁気抵抗変化の双方が反映すると考えられることから電流変化をΔＩ＝ΔＩａ＋ΔＩｂと近似する。
図４に長い時間のパルスを印可時の電流変化の実測波形を示す。１°ごとに三相通電パターン６個それぞれについて所定時間のパルスを印可してピーク電流を測定し、合計２１６０データをプロットしたものである。使用したモータはハードディスクドライブのスピンドルモータである。尚、図４において、例えばＷは正方向通電を、Ｗは逆方向通電を示す。

図４から明らかなように、ピーク電流値最大の通電パターンは１２０°通電の励磁区間である６０°ピッチで切り替わる。従ってピーク電流値最大の通電パターンが判れば一義的に回転子位置が決定でき、１２０°通電にて始動することができる。

最大通電パターンと永久磁石界磁位置情報の関係を下方の表２に示す。なお最大通電パターンの表記は例えばＷ相を正側電源に接続し、Ｕ相及びＶ相を接地側（負側）に接続する場合を「Ｗ－ＵＶ」と表記する。また参考までに該当する１２０°通電方式の励磁パターンを付記した。記載された励磁パターンで二相に通電すれば正転し、通電方向を逆にすれば逆転する。

表２を用いて永久磁石界磁位置（回転子位置）を特定する具体的な方法を説明する。
静止時に三相通電の６パターンについてそれぞれ一定時間通電しピーク電流を測定する。通電パターンの順序は表１に準ずる。
その結果例えばＵ－ＶＷ通電時のピーク電流値が最大であったとすると、表２より界磁は１５０°～２１０°の区間に位置していると判る。そして１２０°通電方式にてＶ相を電源＋側にＷ相を接地側に接続するＶ－Ｗ励磁を行えば正転方向に始動し、逆方向のＷ－Ｖ励磁を行えば逆転する。このように本案によれば極めて容易に永久磁石界磁位置（回転子位置）検出を行うことが可能となる。

さらに電気角３０°ピッチでの回転子位置検出も可能である。
ピークコイル電流値が最大となる通電パターンに隣接する通電パターンどうしの測定データを大小比較することで、最大となる通電パターンから特定される６０°電気角の界磁位置情報を二分して電気角３０°単位で永久磁石界磁位置を特定するようにしてもよい。界磁位置が特定されると表２から隣接する区間の最大通電パターンが判る。例えば測定の結果、Ｗ－ＵＶパターンが最大値の場合は回転子が３０°～９０°の区間１に位置していることになり、前方区間電気角３３０°～３０°の最大通電パターンはＷＶ－Ｕであり後方区間電気角９０°～１５０°の最大通電パターンはＵＷ－Ｖである。

これにより、６０°電気角で特定される永久磁石界磁位置情報の区間中央に二相コイルの通電時間の交点があり大小関係が反転するため、隣接する最大通電パターン双方の測定データを大小比較することで電気角３０°ピッチで回転子位置をより細かく判別することができる。必要な測定データはすでに取得してあることから新たな測定は不要である。

また、本案は静止時のみならず低速回転時の界磁位置検出も可能である。回転時はすでに回転子位置が判っていることから、６パターンについてセンシングする必要はなく、次に出現する励磁切り替え点を検出するだけで回転を継続することができる。励磁切り替え点までは現在の通電状態を続け、励磁切り替え点を検出したら励磁シーケンスを歩進すればよい。

また、測定データのプロファイルは励磁切り替え点で交差する。従って励磁切り替え点の検出は、周期的に現在区間及び回転方向に隣接する区間の２個の通電パターンにてセンシングを行い、得られる２個の測定データ同士を大小比較することで検出できる。例えば回転子が３０°～９０°の区間１に位置していた場合、表２より現在区間の通電パターンはＷ－ＵＶ通電であることが判る。また、回転方向の隣接区間の通電パターンは正転方向であれば区間２のＵＷ－Ｖ通電であることも判る。この２パターンにてセンシングすれば回転子が９０°を超えた時点で測定データの大小は入れ替わる。よって回転子が区間２まで回転したことを検出できこの時点で励磁パターンを歩進すればよい。同様にして次々と励磁区間の切り替え点を検出しては励磁パターンを歩進して行けば静止時からシームレスに始動でき、あるいは低速回転やストールトルクを発生し続けることができる。
回転時はセンシング時間をできるだけ短くする必要があるが、上記センシング方法を用いれば静止時の６通電パターンが２通電パターンとなり、測定時間を１／３に短縮できる。測定時間はモータと駆動回路の条件により増減するが概ね３００ｕｓ程度である。

さらに３通電パターンについて測定すれば回転方向の判別も可能である。現在区間及び正転方向及び逆転方向に隣接する区間に対応する３個の通電パターンについて周期的にセンシングを行い、それぞれの測定データの大小比較をすることで次に出現する正転方向あるいは逆転方向の励磁区間境界点を検出し、どちらの励磁境界点を先に検出したかにより回転方向も判別することができる。

表２において、例えば回転子が３０°～９０°の区間１に位置していたとすると、正転方向の励磁境界点は９０°となり、Ｗ－ＵＶ通電パターンとＵＷ－Ｖ通電パターンの交点である。同様に逆転方向の励磁境界点は３０°となり、Ｗ－ＵＶ通電パターンとＷＶ－Ｕ通電パターンの交点である。逆転側の３０°交点より先に正転側の９０°交点を検出すれば回転子は正転したことが判る。同様に９０°交点より先に３０°交点を検出すれば回転子は逆転したことが判る。従って、現在区間と前後の隣接区間の３通電パターンにて周期的にセンシングを行えば、励磁区間境界点及び回転方向を知ることができる。
これにより回転方向の制約がなくなり正転・逆転いずれでも回転することが可能となる。また外力で強制的に回転している場合でも位置検出して任意の方向にトルクを発生できる。なお上記センシング方法を用いれば静止時の６パターンが３パターンとなり、測定時間を１／２に短縮することができる。

以下、図３のモータ駆動回路のブロック図及び図２の電流波形図を参照しながら、ＭＰＵ５１による回転子位置検出手順の一例について説明する。
あらかじめ６個の三相通電パターンと永久磁石界磁位置情報をメモリーに記憶しておく。Ａ／Ｄコンバータ５７のリファレンス端子には所要の電流閾値に相当するリファレンス電圧を設定しておく。ＭＰＵ５１は上位コントローラ５０からの回転指令に応じて三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３により三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して二相１２０°矩形波通電で回転子位置検出を開始することができる。三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３は、回転子の回転方向を付勢するように三相コイルのうち二相を選んで通電する。上位コントローラ５０による回転指令等により位置検出開始する。位置検出を開始するときは、ＭＰＵ５１は、三相コイルすべての通電をオフとしてコイル電流ゼロとなるまで待つ。これにより、コイル電流がゼロ状態となる（通電オフステップ）。

次いで、表１に基づいて６通りの通電パターンから順次一つを選択し三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に定電圧矩形波パルスを印可してセンシング通電を開始し、ＭＰＵ５１は内蔵タイマーにより所定時間待つ。所定時間経過したらＡ／Ｄコンバータ５７で電流センサ５４の出力からコイルピーク電流値を測定し、測定データとして記憶する（測定ステップ）。再び三相すべての通電をオフとしコイル電流がゼロになるまで待つ。

測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し表１に示す合計６通電パターンについて通電オフとセンシング通電によるピークコイル電流値の測定と記憶を繰り返す。ＭＰＵ５１は、測定された６つのデータから最大値となる通電パターンを選ぶ。次に表２に基づいて最大通電パターンに対応する界磁位置情報を永久磁石界磁位置として回転子位置検出を終了する。

特に、三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に定電圧矩形波パルスを印加してセンシング通電する測定ステップにおいて、三相ハーフブリッジ型インバータ回路５３の少なくとも還流するローサイドアームをオンにして誘導電流を電界効果トランジスタとコイル間に還流させて減衰させることにより、モータ電流の急激な変化を抑制して、騒音の発生を抑えることができる。

以下、具体的に説明する。図５は、三相コイル（Ｕ．Ｖ，Ｗ）のうち任意の二相コイル（Ｕ相，Ｖ相）に１２０°矩形波通電により１パルス電圧（駆動信号）を印加した場合の電流波形及び集音マイクによる騒音の波形図である。図６は騒音波形をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理したマイク波形図である。図６の縦軸は騒音レベルの大きさを示しており、横軸は時間軸を示す。

図７のモータ駆動回路図において、実線矢印は三相コイルのうち二相（例えばＵ相，Ｖ相）にパルス電圧を印加したときに当該コイルに流れる電流の流れを示し、破線矢印は通電後に当該コイルに発生する誘導電流の流れを示す。
実線に示すコイル電流は、ＦＥＴＵ＿Ｈ（Ｕ相ＦＥＴハイサイドアーム）からＵ相コイル及びＶ相コイルを通じてＦＥＴＶ＿Ｌ（Ｖ相ＦＥＴローサイドアーム）へ流れ、破線に示す誘導電流は、少なくとも還流するローサイドアームをＯＮ状態としてＶ相コイル及びＵ相コイルを通じてＦＥＴＵ＿Ｌ（Ｕ相ＦＥＴローサイドアーム）及びＦＥＴＶ＿Ｌ（Ｖ相ＦＥＴローサイドアーム）へ還流させる（ＦＥＴＷ＿Ｌ：Ｗ相ＦＥＴローサイドアームはオンでもオフでもよい）。このように、還流ダイオードや抵抗を通らずに誘導電流が還流するため、三相コイルに流れる電流の変化を緩やかになり、図６の騒音のピーク値が図１４に比べて低下していることがわかる。尚、図６、図１０、図１４はいずれも集音マイク波形図をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理した波形図であり単位が省略されているが、横軸（時間軸）と縦軸（騒音レベル）はいずれも同一スケールで測定されたデータを示す。

測定ステップにおいて、ＭＰＵ５１は６通りの通電パターンから順次一つを選択し三相コイルに定電圧矩形波パルスを所定のセンシング通電時間だけ印可する際に、ＰＷＭ制御回路５２によりチョッパ制御により分割された定電圧矩形波パルスを印加し、Ａ／Ｄコンバータ回路５６によりセンシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶するようにしてもよい。

図９は、三相コイル（Ｕ．Ｖ，Ｗ）のうち任意の二相コイル（Ｕ相，Ｖ相）に１２０°矩形波通電により１パルス電圧（駆動信号）を印加した場合の電流波形及び集音マイクによる騒音の波形図である。ＰＷＭ制御回路５３は図５に示す１パルス電圧を、さらに細かく分割した分割パルス電圧として印加したものである。図１０は騒音波形をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理したマイク波形図である。図１０の縦軸は騒音レベルの大きさを示しており、横軸は時間軸を示す。図１０の騒音のピークレベルが図６に比べて下がっていることが確認できる。このように、三相コイル（Ｕ．Ｖ，Ｗ）に印加するパルス電圧を所定間隔を空けて印加することで、コイル電流の変化が緩やかになり、マイク波形の振幅も小さくなっているものと推認される。よって、モータ電流の急激な変化を更に抑制して、騒音をより低減することができる。

なお、上述した実施形態は、スター結線された固定子を用いたが、デルタ結線された固定子を用いてもよい。また、モータ駆動回路の構成や制御プログラム構成は様々考えられ、本実施例に開示された態様に限定されるものではなく、電子回路技術者あるいはプログラマー（当業者）であれば当然なし得る回路構成の変更やプログラム構成の変更も含まれる。

１ 回転子軸 ２ 回転子 ３ 永久磁石 ４ 固定子 ４ａ，４ｂ，４ｃ 極歯 ５０ 上位コントローラ ５１ ＭＰＵ ５２ ＰＭＭ制御回路 ５３ 三相ハーフブリッジ型インバータ回路 ５４ 電流センサ ５６ Ａ／Ｄコンバータ

Claims (3)

1. 永久磁石界磁を有する回転子と三相コイルを有する固定子を備え、定電圧直流電源を供給して１２０°矩形波通電により始動する電動機の界磁位置検出方法であって、
   三相コイルに正方向通電及び逆方向通電の合計６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラからの回転指令に応じて前記三相コイルに対するＰＷＭ通電信号を生成するＰＷＭ制御回路を備えた制御手段と、
   前記ＰＷＭ制御回路により三相ハーフブリッジ型インバータ回路を介して三相コイルのうち任意の二相コイルに通電する出力手段と、
   前記出力手段の接地側端子と接続し、コイル電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段の出力からコイル電流値を測定するＡ／Ｄコンバータ回路と、を備え、
   前記ＰＷＭ制御回路は、相ごとに前記三相ハーフブリッジ型インバータ回路のハイサイドアームとローサイドアームを対で制御し、ＰＷＭオフサイクル中はＰＷＭ周期内の通電期間とは逆サイドのアームをオンとする相補モードでＰＷＭ制御を行い、
   前記制御手段は、前記三相コイルに対するセンシング通電直前に前記出力手段の出力をすべて遮断しすべてのコイルに蓄積されたコイル蓄積エネルギーを放出させてコイル電流ゼロ状態とする通電オフステップと、
   前記三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、前記制御手段は電源正側接続相をＵ相、接地側接続相をＶ相，Ｗ相の場合をＵ－ＶＷと表記すると、Ｕ－ＶＷ，ＶＷ－Ｕ，Ｖ－ＷＵ，ＷＵ－Ｖ，Ｗ－ＵＶ，ＵＶ－Ｗの合計６通りの通電パターンからＵ相，Ｖ相，Ｗ相のうち測定対象相を順次一つ選択し前記三相コイルに定電圧矩形波パルスを所定のセンシング通電時間だけ印加したあと、前記三相ハーフブリッジ型インバータ回路の少なくとも還流するローサイドアームをオンにして誘導電流をスイッチング素子とコイル間に還流させて減衰させ、前記Ａ／Ｄコンバータ回路によりセンシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶する測定ステップと、
   前記測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し合計６通電パターンについて通電オフとセンシング通電によるピークコイル電流値の測定を繰り返し、各センシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶するステップを繰り返し、
   前記制御手段は、６通電パターンの測定データのうちピークコイル電流値が最大となる通電パターンを選択し、最大通電パターンに対応する前記界磁位置情報から永久磁石界磁位置を特定することを特徴とする電動機の界磁位置検出方法。
2. 前記測定ステップは、前記三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、前記制御手段は前記６通りの通電パターンからＵ相，Ｖ相，Ｗ相のうち測定対象相を順次一つ選択し前記三相コイルに定電圧矩形波パルスを所定のセンシング通電時間だけ印加する際に、前記ＰＷＭ制御回路により分割された定電圧矩形波パルスを印加し、前記Ａ／Ｄコンバータ回路によりセンシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶する請求項１記載の電動機の界磁位置検出方法。
3. 前記制御手段は、前記ピークコイル電流値が最大となる通電パターンに隣接する通電パターンどうしの測定データを大小比較することで、最大となる通電パターンから特定される６０°電気角の界磁位置情報を二分して電気角３０°単位で永久磁石界磁位置を特定する請求項１又は請求項２記載の電動機の界磁位置検出方法。