JP6495528B1 - 電動機の駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭオフサイクルにおける通電二相の接続を最適化し開放相ブレーキ電流を解消する二相通電方法（誘起電圧クランプレス通電方法）を用いたモータ駆動方法を提供する。
【解決手段】ＭＰＵ５１はＡＤコンバータ５４の出力に応じて当該ＰＷＭ周期内の遮断期間の電源相及び接地相の出力状態を切り替え、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して正の時は遮断期間において接地相を接地電源に接続し電源相も接地電源に接続するかまたはハイインピーダンス状態とし、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して負の時は遮断期間において電源相を正極電源に接続し接地相も正極電源に接続するかまたはハイインピーダンス状態とする。
【選択図】図９

Description

本開示は、例えば三相ブラシレスＤＣモータ等の高効率二相通電を実現する電動機の駆動方法に関する。

従来、小型直流モータはブラシ付きＤＣモータが用いられてきたが、ブラシ音・電気ノイズ・耐久性等に問題がありホールセンサで位置検出するブラシレスＤＣモータが登場しさらに位置センサを省略したセンサレスモータも普及しはじめている。小型モータは今後ますます軽量化・低価格化・堅牢化が要求されセンサレスモータ市場が拡大すると思われる。またバッテリー機器においては特に高効率化が求められる。
一方、駆動回路は従来の矩形波駆動から高効率なサイン波駆動に移行しつつある。しかしセンサレスモータのサイン波駆動は始動性や高速性あるいは位相誤差等に難があり矩形波駆動が有利であり、矩形波駆動の高効率化が望まれる。

図８に位置センサを備えないセンサレスモータの一例として三相ブラシレス直流（ＤＣ）モータの構成を示す。回転子軸１を中心に回転する回転子２にはＳ極とＮ極で一対の永久磁石３が設けられている。永久磁石界磁の磁極構造（ＩＰＭ，ＳＰＭ）あるいは極数等は様々である。固定子４には１２０°位相差で設けられた極歯に電機子巻線（コイル）Ｕ，Ｖ，Ｗが配置され、中性点（コモン）Ｃを介してスター結線されている。

図９にセンサレス駆動回路例のブロックダイアグラムを示す。ＭＯＴＯＲは三相センサレスモータである。ＭＰＵ５１はＰＷＭ（Pulse Ｗidth Ｍodulation）制御回路５３やＡＤコンバータ（Analog-to-Digital Converter）５４を内蔵するマイクロコントローラ（制御回路）である。ＩＮＶ５２は、三相ハーフブリッジ型インバータ回路（出力回路）である。ＲＡはコイル電圧の分圧回路で誘起電圧から回転子２の位置を検出する。なお実際の回路にはこのほかに電源部、ホストインターフェース部等が必要であるが煩雑化を避けるため省略してある。

図１０に三相ブラシレスＤＣモータの二相通電の代表的な例として１２０°通電のタイミングチャートを示す。区間１はＵ相からＶ相に、区間２はＵ相からＷ相に、区間３はＶ相からＷ相に、区間４はＶ相からＵ相に、区間５はＷ相からＵ相に、区間６はＷ相からＶ相に、矩形波通電される。破線は誘起電圧波形である。ＨＵ〜ＨＷはモータに内蔵されるホールセンサの出力波形であり、位置センサ付きブラシレスＤＣモータはこの信号に基づいて励磁切り替えが行われる。
尚、三相ブラシレスＤＣモータの正弦波駆動を行う際の始動時の相切り替えのブレーキ動作を回避するものとして、以下の文献が存在する（特許文献１：特開２００４−２４２４３２号公報）。

特開２００４−２４２４３２号公報

サイン波駆動に対し二相矩形波駆動はＰＷＭ通電コイルが少なく効率面で有利であるが実際には効率が劣る。それは以下に述べる開放相ブレーキ電流による機械的損失及びクランプダイオード順方向電圧降下による電気的損失が大きな要因と考えられる。

（課題１）開放相ブレーキ電流の解消
図１上段に１２０°通電のコイル電圧及び図１下段にコイル電流の実測波形を示す。ハーフブリッジ構成の出力回路のローサイドアームをＧＮＤ電源電位（以後Ｌと表記する）に固定しハイサイドアームをＰＷＭ駆動した時のＵ相のコイル電圧波形（上図）とコイル電流波形（下図）である。Ｖ相及びＷ相は１２０°位相差で同様の波形となるので図示しない。
コイルを正極電源電位（以後Ｈと表記する）に接続するＨ通電区間ではＰＷＭ周期内の通電期間（以後「ＰＷＭオンサイクル」と言う）は正極電源に接続し、ＰＷＭ周期内の遮断期間（以後「ＰＷＭオフサイクル」という）ではハイインピーダンス状態（以後「Ｚ」あるいは「開放」と言う）とし、スパイク電圧によりＬとなり断続波形が表れている。コイルを負極電源電位に接続するＬ通電区間はＬに固定されている。
Ｈ通電区間とＬ通電区間に挟まれた非通電区間には２本の傾斜した誘起電圧波形が表れており、高電位側の波形はＰＷＭオンサイクルの誘起電圧波形、低電位側の波形はＰＷＭオフサイクルの誘起電圧波形である。

ここでコイル電流波形を注意深く観察すると本来は電流がゼロであるべき非通電区間においてパルス状に電流が流れていることが判る。この想定外の電流を矢印で示す。パルス電流は誘起電圧にほぼ比例し非通電区間の始点あるいは終点で最大で非通電区間の中点でゼロとなり、電流極性は駆動電流とは反対となっていることからブレーキとして作用していることが判る。このパルス電流（以後「開放相ブレーキ電流」と言う）が流れるタイミングはコイル電圧波形をみると判るように非通電時のＰＷＭオフサイクルの誘起電圧がＧＮＤ電源電位以下の時である。
このように三相ＢＬＤＣモータのＰＷＭ二相通電において、ＰＷＭオフサイクルの開放相誘起電圧は電源レールを超える期間があり出力素子に並置されたクランプダイオード（ボディーダイオード）により電源にクランプされ、誘起電圧により駆動時とは逆方向の開放相ブレーキ電流が流れる現象が発生している。このブレーキ電流によりモータは瞬間的に制動しながら回転しており無駄な機械的損失が発生しているため効率が低下し振動や騒音が発生している。上述した特許文献１は、矩形波駆動にて回転時の開放相ブレーキ電流を解消するものではない。ＰＷＭオフサイクルの開放相ブレーキ電流の解消に関して、開放相ブレーキ電流を解消する二相通電手法は未だに知見されていない。

（課題２）クランプダイオード損失の低減
ＰＷＭ制御のオフサイクル時はコイル蓄積エネルギーによりスパイク電流が流れ、出力素子に並置されたクランプダイオード（ボディーダイオード）を経由して電流が流れるため、クランプダイオードの順方向電圧降下ＶＦの損失が発生する。
図１にクランプダイオードの順方向電圧降ＶＦを図示する。ＶＦは０．６Ｖ以上にもなりスパイク電流が流れる際の損失は大きく、特に小型モータでは電源電圧として１２Ｖが多く用いられ１相あたりの印可電圧は６Ｖと低くＶＦはコイル電圧の１０％にも相当し、この電気的損失により効率が低下するという課題がある。

以下に述べるいくつかの実施形態に適用される開示は、上記課題を解決すべくなされたものであり、矩形波駆動にてサイン波駆動以上の高効率をめざすものである。
第一の目的は、ＰＷＭオフサイクルにおける通電二相の接続を最適化し開放相ブレーキ電流を解消する二相通電方法（誘起電圧クランプレス通電方法）を用いたモータ駆動方法を提供することにある。
また、第二の目的は、誘起電圧クランプレス通電を行いつつＰＷＭオフサイクルに発生するスパイク電流によるクランプダイオード損失を解消して効率を改善するモータ駆動方法を提供することにある。

永久磁石界磁を有する回転子と三相コイルを有する固定子を備える電動機を、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式にて二相通電する電動機の駆動方法であって、前記永久磁石界磁位置を検出あるいは推定する位置検出回路と、三相コイル電圧をＡＤ変換して制御回路に送出する測定回路と、ハーフブリッジ型インバータ回路を介して前記三相コイルに双方向通電する出力回路と、上位コントローラからのトルク指令に基づいてＰＷＭ方式にてコイル出力を制御し、連続回転が可能な通電角度情報と通電パターン情報とを記憶し、前記位置検出回路の出力に基づいて前記出力回路を制御して通電状態を切り替える制御回路と、を備え、ＰＷＭ周期内の通電期間において正極電源に接続する相を電源相、接地電源に接続する相を接地相、ハイインピーダンス（開放）状態とする相を開放相とし、三相の共通接続点電位を中性点電位として、前記制御回路は前記測定回路の出力に応じて当該ＰＷＭ周期内の遮断期間の電源相及び接地相の出力状態を切り替え、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して正の時は遮断期間において接地相を接地電源に接続し電源相も接地電源に接続するかまたはハイインピーダンス状態とし、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して負の時は遮断期間において電源相を正極電源に接続し接地相も正極電源に接続するかまたはハイインピーダンス状態とすることを特徴とする。
これにより非通電区間において、誘起電圧ゼロクロス点を境界としてＰＷＭオフサイクルの中性点電位がＨとＬとに切り替わり開放相誘起電圧が電源電圧を超えることがなくなり開放相ブレーキ電流を完全に防止することができる。

開放相誘起電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路を設け、１２０°通電における通電区間を前記ゼロクロス点で前方区間と後方区間に分けて電気角を１２区間とし、ＰＷＭ周期の遮断期間において接地相を接地電源に接続し電源相も接地電源に接続またはハイインピーダンス状態とするか、あるいは電源相を正極電源に接続し接地相も正極電源に接続またはハイインピーダンス状態とするかを、前記１２区間に応じて選択するようにしてもよい。
開放相誘起電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路としては、前述の測定回路（ＡＤコンバータ）にてコイル電圧を測定する方法以外に、ゼロクロスコンパレータ（ゼロクロス検出回路）を用いる方法、あるいは位置センサで検出する方法、あるいは励磁切り替え点から３０°遅延タイマーにより検出する方法など様々ある。これらの方法を用いてゼロクロスを検出すればＡＤコンバータを省略でき回路及び制御ソフトの簡略化が図れる。

所謂、相補モードでＰＷＭ制御することにより、クランプダイオードによる損失を低減して効率を改善できる。前記出力回路はスイッチング素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を備え、ＰＷＭ制御回路は、相ごとに前記ハーフブリッジ型インバータ回路のハイサイドアームとローサイドアームを対で制御し、ＰＷＭオフサイクル中はＰＷＭ周期内の通電期間（ＰＷＭオンサイクル）とは逆サイドのアームをオンとする相補モードでＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭオンサイクル中はＨ（ハイサイドアームオン）としＰＷＭオフサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）とするＨＬ通電と、ＰＷＭオンサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）としＰＷＭオフサイクル中はＨ（ハイサイドアームオン）とするＬＨ通電の双方の通電モードを備え、開放相の誘起電圧と中性点電位の大小関係に応じて通電モードを切り換え、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して負の期間はＬＨ通電し、正の期間はＨＬ通電することで開放相ブレーキ電流を阻止するようにしてもよい。
上述のようにＨＬ通電とＬＨ通電の二つの通電モードを使う相補ＰＷＭ駆動を行うことで、ＰＷＭオフサイクルのスパイク電流をＦＥＴにより電源レールにクランプすることができ、全期間を通じてクランプダイオードによる損失を解消しつつ開放相ブレーキ電流を阻止する通電を行うことで効率を向上することができる。

マイクロコントローラに内蔵されるＰＷＭ制御回路からＦＥＴプリドライバに送出される６個のＦＥＴゲート信号のそれぞれに論理を反転する反転回路を設け、あるいは相ごとにハイサイドアームとローサイドアームを入れ替える反転回路を設け、前記マイクロコントローラはＬＨ通電が必要な相に対して、いずれかの前記反転回路へＰＷＭキャリアに同期して反転指令を出力し、当該通電相のＨＬ通電モード状態の２個のＦＥＴゲート信号を論理反転あるいは入れ替えることでＬＨ通電モード状態の信号に変換してＬＨ通電を行うようにしてもよい。
これにより、ＬＨ通電モードを備えていないマイクロコントローラを用いても外付けでハードウェアを追加しＦＥＴゲート信号を反転させることでＬＨ通電を実現し、クランプダイオード損失を解消しなおかつ開放相ブレーキ電流を阻止することができる。

前記ＰＷＭ制御回路は、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して負の時はＰＷＭキャリアに同期して、ＰＷＭ制御モードをＰＷＭオンサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）、ＰＷＭオフサイクル中はＺ（ハイインピーダンス状態）とする独立モードに切り替えてＬＺ通電にてＰＷＭ制御し、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して正の時はＰＷＭキャリアに同期して、ＰＷＭ制御モードをＰＷＭオンサイクル中はＨ（ハイサイドアームオン）、ＰＷＭオフサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）とする相補モードに切り替えてＨＬ通電にてＰＷＭ制御するようにしてもよい。
これによりスパイク電流はＦＥＴを経由して流れクランプダイオードを経由する期間を半分にすることができ、ソフトウェアの変更のみでクランプダイオード損失を半減しつつ開放相ブレーキ電流を阻止することができる。

上述した電動機の駆動方法を用いれば、効率を損なうＰＷＭオフサイクルの開放相ブレーキ電流を完全に解消でき効率が向上する。また上述したＰＷＭ制御方法を用いれば、ＰＷＭオフサイクルのクランプダイオード損失を完全に解消または半減でき効率が向上する。これらの制御には複雑な演算を必要とせず演算時間が短くて済むことからＰＷＭキャリア周波数を上げることも可能で、磁気回路の鉄損を減らすことで効率を向上できる。さらに通電開始位相角を前方に進める進角制御あるいは三相通電期間を挿入して通電角度を拡大するオーバーラップ通電なども可能で効率を向上しあるいは低振動化・静音化できる。
以上によりモータ効率が向上する結果、消費電力が削減でき、同じ電源電圧でも最高回転数が高くなる。
また、開放相の誘起電圧ゼロクロス点及び区間終点は誘起電圧及びインダクタンス変化から検出可能であることからセンサレス駆動に適し、位置検出のためのリーケージフラックスが不要となり磁気回路損失を減らすことができること、また位置センサ自体の消費電力の削減や位置センサでは取り除けない着磁誤差による励磁切り替えタイミング誤差によるトルク発生効率の低下を低減できることなどからもモータ効率が改善される。また、ゼロクロスコンパレータ（ゼロクロス検出回路）を用いＡＤコンバータを省略することも可能で回路を簡素化できる。
あるいは三相サイン波通電のＰＷＭ制御回路ではセンターアライメント方式のデューティコントローラ及びデッドタイムコントローラが３チャンネル必要であったが、本案は二相矩形波通電であり３チャンネルを１チャンネルに減らすことができ、しかもエッジアライメント方式のため簡素な構成のデューティコントローラで済み回路を簡略化できる。

１２０°通電のコイル電圧及びコイル電流の実測波形である。 非通電区間の開放相誘起電圧の模式図である。 誘起電圧クランプレス通電の実施波形例である。 誘起電圧クランプレス通電に進角制御を設けた実施波形例である。 比較のための１２０°通電の実測波形例である。 ＬＨ通電を可能とするＭＰＵ外付け回路の実施例である。 制御プログラムフローチャートである。 三相ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）センサレスモータの構成例である。 ＡＤコンバータを用いたセンサレス駆動回路のブロック構成図である。 １２０°通電タイミングチャートである。 ゼロクロスコンパレータを用いたセンサレス駆動回路のブロック構成図である。 ＰＷＭオフサイクルに通電相を正極電源に接続した時の電流経路図である。 ＰＷＭオフサイクルに通電相をＧＮＤ電源に接続した時の電流経路図である。

以下、本発明に係る電動機の高効率駆動方法の実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。本願発明は、電動機の一例として、回転子に永久磁石界磁を備え、固定子に巻き線を１２０°位相差で配置してスター結線し、相端がモータ出力回路に接続されたＢＬＤＣモータがあげられ、ここでは近年利用が拡大している位置センサレスモータを用いて説明する。

図８を参照して３相ＢＬＤＣセンサレスモータの一実施例を示す。一例として２極永久磁石ローターと３スロットを設けた固定子４を備えた３相ブラシレスＤＣモータを例示する。モータはインナーローター型でもアウターローター型でもいずれでもよい。また、永久磁石型界磁としては永久磁石埋め込み型（ＩＰＭ）モータや表面永久磁石型（ＳＰＭ）モータのいずれであってもよい。

図８において、回転子軸１には回転子２が一体に設けられ、界磁として２極の永久磁石３が設けられている。固定子４には１２０°位相差で極歯Ｕ，Ｖ，Ｗが永久磁石３に対向して配置されている。固定子４の各極歯Ｕ，Ｖ，Ｗに巻線ｕ，ｖ，ｗを設けて相間をコモンＣでスター結線して後述するモータ駆動装置に配線された３相ブラシレスＤＣモータとなっている。尚、コモン線は、不要であるので省略されている。

次に、図９に示す三相センサレスモータ駆動回路ブロック図を参照して説明する。本案はＡＤコンバータを用いたセンサレスモータ駆動回路でも実現できる。ＭＯＴＯＲは三相センサレスモータである。ＭＰＵ５１はマイクロコントローラ（制御回路）である。ＭＰＵ５１は、三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対する６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間（区間１〜区間６）を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラ５０からのトルク指令に応じて後述する出力回路（ハーフブリッジ型インバータ回路５２）をスイッチング制御して励磁状態を任意に切り替える。また、ＭＰＵ５１は、誘起電圧クランプレス通電が可能な反転ＰＷＭ制御回路５３及びＡＤ変換回路５４（ＡＤＣ：ＡＤコンコバータ（測定回路））を内蔵する。

ハーフブリッジ型インバータ回路５２（ＩＮＶ：出力回路）は、三相コイルに通電し、モータトルクを制御するために励磁相切り替えあるいはＰＷＭ制御などのスイッチング動作を行う。上記ハーフブリッジ型インバータ回路５２は、スイッチング素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）及びこれに逆並列に接続されるダイオードを備え、正極電源ライン及び接地電源ラインに任意に接続可能なハーフブリッジ型スイッチング回路が３相分設けられている。

ＡＤコンバータ５４（ＡＤＣ）は、分圧回路ＲＡ（位置検出回路）を介してコイル出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗが接続され、制御回路（ＭＰＵ５１）からの変換開始信号により三相それぞれのコイル電圧を同時サンプリングし、順次アナログ・デジタル変換し、変換結果を制御回路（ＭＰＵ５１）に送出する。通常ＡＤコンバータ５４はＭＰＵ５１に内蔵されており、内蔵ＡＤコンバータ５４を利用する場合は最大入力電圧が低いため抵抗による分圧回路ＲＡを設けることが望ましい。

上記センサレスモータを駆動する通電方式はセンサ付きモータと同様であり、図１０を参照しながら代表的な通電方式である１２０°通電について説明する。
１２０°通電では相ごとに６０°の非通電区間を挟んで正負１２０°の通電区間があり、相ごとに１２０°の位相差を持っている。従って１電気角は６０°単位の６ステップで区切られ、区間１から６へＵ−Ｖ、Ｕ−Ｗ、Ｖ−Ｗ，Ｖ−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖと励磁される。Ｕ−Ｖ励磁とはＵ相が正極電源にＶ相がＧＮＤ電源に接続されることを表す。

また、非通電区間の中間で誘起電圧は正負が切り替わるいわゆるゼロクロス点が発生する。センサレスモータではこのゼロクロス点を検出してタイマーを用いて３０°ディレーを設けゼロクロスコンパレータ５５（ゼロクロス検出回路）により励磁切り替えを行う位置センサレス駆動が多用されており（ゼロクロスコンパレータ方式：図１１参照）、位置センサ付きブラシレスＤＣモータはホールセンサ出力ＨＵ〜ＨＷにより励磁切り替え点を検出して励磁切り替えが行われる方式が主流である。
尚、位置センサレス駆動でも励磁切り替え点を直接検出或いは推定しセンサ付きと同等の閉ループ制御が可能な手法も提案されている。それによれば進角を設ける場合も進み位相の励磁切り替え点を直接検出或いは推定することが可能であり、ゼロクロス点から３０°遅延タイマーにより励磁切り替え点を検出するよりも位置誤差が少なく速度変動に対しても有利であり制御プログラムも簡略化できる。

図１１に一例としてゼロクロスコンパレータ５５（位置検出回路）を用いる駆動回路のブロック構成図を示す。なお区間終点はゼロクロス点から３０°遅延タイマーにて検出でき、あるいはホールセンサ等の位置センサを用いてもよい（図示せず）。
図９と同一部材には同一符号を付して説明を援用するものとし、異なる点のみを説明する。ＺＥＲＯは相ごとのゼロクロスコンパレータ５５である。中性点として三相を抵抗で合成したＣＯＭ（ダミーコモン）を用い、各相のコイル電圧と比較される。ゼロクロスコンパレータ出力はＭＰＵ５１へ送出され、ＭＰＵ５１内にＡＤコンバータは不要である。

開放相誘起電圧ゼロクロス点と区間終点が判れば、１２０°通電における通電区間をゼロクロス点で分割して１２個の区間に分けることができる。上述のごとく通電パターンはゼロクロス点を境界として切り替わることから、区間をゼロクロス点で分けることで区間ごとに通電パターンを決定することができる。従って１２分割された区間ごとにあらかじめ通電パターンを記憶しておき、区間に応じて通電パターンを切り換えるだけで誘起電圧クランプレス通電を実現できる。

表１に１２区間の通電パターンを示す。
（表１）１２区間の通電パターン
注１:通電欄
丸付き数字１〜６は１２０°通電の６区間の区間番号に対応している。
「ＵＶ」はＵ相をＨ通電しＶ相をＬ通電することを表す。ＵＷ〜ＷＶも同様である。「前」及び「後」は、ゼロクロス点の前方区間及び後方区間を指す。
注２：Ｕ相〜Ｗ相欄
Ｈは、Ｈ固定通電を表しＰＷＭ周期を通じて出力される。
Ｌは、Ｌ固定通電を表しＰＷＭ周期を通じて出力される。
Ｚは、非通電状態を表しＰＷＭ周期を通じて出力される。
ＨＬは、ＰＷＭオンサイクル中はＨとしＰＷＭオフサイクル中はＬとするＨＬ通電を表しＰＷＭオフサイクル中はＺとするＨＺ通電も含む。
ＬＨは、ＰＷＭオンサイクル中はＬとしＰＷＭオフサイクル中はＨとするＬＨ通電を表しＰＷＭオフサイクル中はＺとするＬＺ通電も含む。

（誘起電圧クランプレス通電の実施例）
誘起電圧クランプレス通電は、ＰＷＭオフサイクルの開放相ブレーキ電流の解消方法である。具体的には、ＰＷＭオンサイクル時に三相のコイル電圧を測定し、通電２相の平均電圧（＝中性点電位）と開放相電圧（＝誘起電圧）の大小比較をする。中性点電位より開放相電圧が低いときはＬＨ通電（相補モード）かＬＺ通電（独立モード）とし、高いときはＨＬ通電（相補モード）かＨＺ通電（独立モード）とする。これによりＰＷＭオフサイクルの中性点電位がゼロクロス点を境にＬとＨとで切り替わり、開放相誘起電圧は電源レール内に収まり開放相ブレーキ電流は流れなくなる。

図２に非通電区間に現れる開放相誘起電圧波形の模式図を示す。図中央の太い破線はＰＷＭオンサイクル時の誘起電圧波形である。その上下の破線はＰＷＭオフサイクル時の誘起電圧波形で、ゼロクロスより前方期間ではＰＷＭオフサイクル時に通電二相をＬとしたときの誘起電圧でありＬを基準に発生し、ゼロクロスより後方期間ではＰＷＭオフサイクル時に通電二相をＨとしたときの誘起電圧でありＨを基準に発生するものとした。図２からＰＷＭオンサイクル及びＰＷＭオフサイクルとも誘起電圧は＋Ｖ電位及びＧＮＤ電位からなる電源レールを超えないことは明白であり従って開放相にブレーキ電流が流れることはない。

なお上述のとおりＰＷＭオフサイクル時に通電相をハイインピーダンス状態とする動作も含むことでいわゆる独立モードも許容する。その理由はＰＷＭオフサイクルになって通電相が開放されるとスパイク電圧が発生し正極電源近傍あるいはＧＮＤ電源近傍にクランプされてＨあるいはＬを出力した時とほぼ同じ電位となり、開放相誘起電圧が電源電圧を大きく超えることがなくなり開放相ブレーキ電流を防止できるからである。ただし、この場合はスパイク電流によりクランプダイオード損失が発生する。

図３に相補モードＰＷＭ制御にて実際に動作させたときの実施波形例を示す。三相のうちのＵ相について図示してあり、上段はコイル電圧波形、下段はコイル電流波形である。残る二相も１２０°位相差で同様の波形となるので省略する。
コイル電流ゼロの水平な直線部分に着目すると、この区間は非通電区間であり従来は図１で示したとおりパルス状のブレーキ電流が流れていたが図から明らかなように全く流れていないことが判る。それは誘起電圧クランプレス通電が行われているからでありこれにより開放相ブレーキ電流が完全に解消されていることが検証できる。

ここで開放相ブレーキ電流について詳しく説明する。二相通電では１相をＰＷＭ制御しもう１相を正極電源あるいはＧＮＤ電源に固定して通電が行われる。従って、ＰＷＭオンサイクルの中性点電位はほぼ電源電圧の半分となる。一方、ＰＷＭオフサイクルもコイル蓄積エネルギーによりＰＷＭオンサイクルと同じ方向に電流が流れており、ＰＷＭオフサイクルの通電二相は同極電源に接続されるため中性点電位はほぼ正極電源電圧あるいはほぼＧＮＤ電源電圧となる。

開放相端には中性点電位を基準として正負に誘起電圧が発生し、ＰＷＭオフサイクル時の誘起電圧は正極電源電圧あるいはＧＮＤ電源電圧を基準に振れる。そのため開放相誘起電圧のゼロクロス点より前方期間あるいは後方期間で開放相電圧は電源電圧を超えることとなり、電源電圧±クランプダイオード順方向電圧降下ＶＦを超えるとクランプダイオードを経由して開放相に電流が流れる。この電流は励磁電流とは逆方向に流れるため制動作用となることから本案では開放相ブレーキ電流と呼んでいる。

図１２にＰＷＭオフサイクルに通電相を正極電源に接続した時の電流経路図を示す。
Ｌ１〜Ｌ３はコイル、ＣＯＭは中性点、＋Ｖは正極電源、Ｑ１及びＱ２はハイサイドアーム出力素子、Ｄ１〜Ｄ３はクランプダイオードである。通電する二相コイルＬ１及びＬ２を正極電源に接続するＨＨ接続は、ハイサイドアーム出力素子Ｑ１及びＱ２を通じて行われる。コイルＬ３を開放相とするＨＺ接続は、クランプダイオードＤ１又はＤ２を通じて正極電源＋Ｖに接続されスパイク電圧の発生により中性点ＣＯＭもＨとなり、開放相コイルＬ３の誘起電圧がＨを超えるとクランプダイオードＤ３を経由して開放相コイルＬ３から正極電源＋Ｖにスパイク電流が流れる。

図１３にＰＷＭオフサイクルに通電相をＧＮＤ電源に接続した時の電流経路図を示す。符号は図１２を援用する。Ｑ１１及びＱ１２はローサイドアーム出力素子、Ｄ１１〜Ｄ１３はクランプダイオードである。通電する二相コイルＬ１及びＬ２をＧＮＤ電源に接続するＬＬ接続は、ローサイドアーム出力素子Ｑ１１及びＱ１２を通じて行われる。コイルＬ３を開放相とするＬＺ接続は、クランプダイオードＤ１１又はＤ１２を通じてＧＮＤに接続されスパイク電圧の発生によりＣＯＭもＬとなり、開放相コイルＬ３の誘起電圧がＬを超えるとクランプダイオードＤ１３を経由してＧＮＤ電源から開放相コイルＬ３にスパイク電流が流れる。

以上から開放相ブレーキ電流が流れる原因は中性点電位が電源電位になりそのため開放相誘起電圧が電源電圧を超えてしまうことにあることが判った。従って開放相ブレーキ電流を阻止するためにはＰＷＭオフサイクルの中性点電位を制御すればよい。即ち、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して正の時は中性点電位をＧＮＤ電源電圧に、負の時は正極電源電圧にすれば誘起電圧が電源電圧を超えることを回避でき開放相ブレーキ電流は流れない。そこで開放相誘起電圧が中性点電位に対して正の時はＰＷＭオフサイクル時に通電二相をＧＮＤ電源に接続（ＬＬ接続）あるいは一相はＬに接続し他相はハイインピーダンス状態（ＬＺ接続）とし、負の時は通電二相を正極電源に接続（ＨＨ接続）あるいは一相はＨに接続し他相はハイインピーダンス状態（ＨＺ接続）とする。これにより非通電区間において、誘起電圧ゼロクロス点を境界として中性点電位が正極電源とＧＮＤ電源とに切り替わり、誘起電圧が電源電圧を超えることはなくなり開放相ブレーキ電流を完全に防止することができる。

（相補モードＰＷＭ制御によるクランプダイオード損失の解消）
ハーフブリッジ型インバータ回路５２のインバータ出力素子を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）にて構成し相補ＰＷＭモードで通電すると、ＦＥＴは逆方向にも電流が流せることからスパイク電流はクランプダイオードを経由せずＦＥＴを通って電源レールにクランプされる。
ＦＥＴのオン抵抗は通常数ｍΩ〜数十ｍΩと小さいのでスパイク電流による電圧降下は非常に小さくそのためクランプダイオード損失に比べてＦＥＴ損失は小さくなり損失を抑えることができる。

図３に誘起電圧クランプレス通電による実施波形例が示されており、開放相ブレーキ電流が完全に解消されている。ここで図３の上段コイル電圧波形の電源レール部に着目すると、ノイズを除くすべての波形が電源電圧内に収まっている。これは即ち出力素子ＦＥＴによりスパイク電圧がクランプされていることを意味しておりクランプダイオード損失も完全に解消されていることが判る。以下にその通電制御方法を詳しく説明する。

相補モードＰＷＭ制御時はＰＷＭオンサイクル中をＨとしＰＷＭオフサイクル中をＬとするＨＬ通電と、ＰＷＭオンサイクル中をＬとしＰＷＭオフサイクル中をＨとするＬＨ通電の二通りがある。図３のコイル電流が＋側に流れているＨ通電区間をみると、コイル電圧波形はまず断続通電する３０°期間があり続いて連続通電する６０°期間となり再び３０°断続通電期間がある。断続通電期間が上述の相補モードＨＬ通電に相当し、ＰＷＭオンサイクル中はＨとなりＰＷＭオフサイクル中はＬに落ちている。また、連続通電期間は出力をＨに固定している期間であり両者を合わせて１２０°位相角がＨ通電されている。
同様にコイル電流が−側に流れているＬ通電区間をみると、コイル電圧波形は断続通電する３０°期間が２か所と連続通電する６０°期間が１か所あり、断続通電期間が上述の相補モードＬＨ通電に相当し、ＰＷＭオンサイクル中はＬとなりＰＷＭオフサイクル中はＨに上昇している。連続通電期間は出力をＬに固定している期間であり両者を合わせて１２０°位相角がＬ通電されている。このようにＨＬ通電とＬＨ通電を使い分けることでＨ通電区間とＬ通電区間が実現される。

引き続きコイル電流波形がゼロで直線状となっている２か所の６０°非通電区間についてみると、コイル電圧波形は傾斜した開放相誘起電圧となっており、中央部の波形がＰＷＭオンサイクルの誘起電圧波形であり、上下に分かれている波形がＰＷＭオフサイクルの誘起電圧波形である。

ＰＷＭオンサイクルの誘起電圧より高電位側の波形は、通電二相をともにＨとすることで中性点電位をＨとした時の開放相誘起電圧波形である。通電二相の内の一相についてはＨに固定することでＰＷＭオフサイクルもＨとすることができる。他相については相補モードＰＷＭ制御とし、ＰＷＭオンサイクルはＬ、ＰＷＭオフサイクルはＨとするＬＨ通電によりＰＷＭオフサイクルをＨとすることができる。これにより通電二相ともＨレベルとなる。
同様に低電位側の波形は、通電二相をともにＬとすることで中性点電位をＬとした時の開放相誘起電圧波形である。通電二相の内の１相はＬに固定することでＰＷＭオフサイクルもＬとすることができる。他相は相補モードＰＷＭ制御とし、ＰＷＭオンサイクルはＨ、ＰＷＭオフサイクルはＬとするＨＬ通電によりＰＷＭオフサイクルをＬとすることができる。これにより通電二相ともＬレベルとなる。

このように相補モードＰＷＭ制御しＨＬ通電とＬＨ通電を使い分けることでＰＷＭオフサイクルの誘起電圧波形もコントロールできる。通電区間及び非通電区間を通じてスパイク電流は出力素子ＦＥＴを経由して電源レールにクランプされる為、クランプダイオード損失が解消される。なおかつ開放相誘起電圧が電源レールを超えることがないので開放相ブレーキ電流も流れず高効率化される。

また本案は進角制御あるいはオーバーラップ通電など各種の通電手法にも容易に適用できる。図４に誘起電圧クランプレス通電を１５°進角制御した実測波形例を示す。図４は上段から下段に向かって、ホールセンサ波形ＨＵ，Ｕ相のコイル電圧波形Ｖｕ、Ｕ相のコイル電流波形Ｉｕ、三相全体のコイル電流波形Ｉｓ（レンジはＩｕとは異なる）である。なおハードディスク用のＳＰＭモータを位置センサレス駆動しており、ホールセンサ波形ＨＵはエンコーダ信号から生成したもので位相角を示すためだけに用いている。

図５に効率比較のため従来の１２０°通電の実測波形例を示す。図４は誘起電圧クランプレス通電及び相補モードＰＷＭ等を行っており、図５と比較することでその効果を評価できる。コイル電流波形Ｉｓを比較すると明らかに電流値が少なく高効率化されていることが判り、本案適用時は消費電力が約１６％減少し効率は約１０％向上した。これはサイン波駆動をほぼ５％上回る効率である。また電流リップルが見受けられるがこれは定トルク制御時の波形に類似しており、特段の制御をせずとも定トルク性が発揮されていることを意味しており好ましい特性と言える。

（ハードウェア追加によるＬＨ通電の実施例）
前述した相補モードにてＬＨ通電を行えばクランプダイオード損失を完全に解消できるがＬＨ通電モードを備えていないＭＰＵ５１（マイクロコントローラ）も多い。以下は、ＭＰＵ５１に外付けでハードウェアを追加し、ＦＥＴゲート信号を反転することでＬＨ通電を実現し、クランプダイオード損失を解消しなおかつ開放相ブレーキ電流を阻止できる場合を説明する実施例である。

図６にＬＨ通電を可能とするＭＰＵ外付け回路例を示す。一例として反転回路５６としてエクスクルーシブオワゲート（ＸＯＲ回路：排他的論理和回路）を６個用いてＦＥＴゲート信号を相ごとに反転させることでＬＨ通電を行う。
ＭＰＵ５１はマイクロコントローラで６本のＦＥＴゲート信号をＦＥＴプリドライバに出力する。ＵＨ〜ＷＨはハイサイドアームのＦＥＴゲート信号、ＵＬ〜ＷＬはローサイドアームのＦＥＴゲート信号である。反転回路ＵＨ〜ＷＬは６個のＸＯＲゲートである。反転指令Ｕ〜Ｗは反転回路ＵＨ・ＵＬ、ＶＨ・ＶＬ，ＷＨ・ＷＬを制御するＭＰＵ５１のデジタル出力である。ＵＨ′〜ＷＬ′は反転回路を経由しＦＥＴプリドライバに出力される６個のＦＥＴゲート信号である。なおＦＥＴプリドライバ（図示せず）は６個のＦＥＴゲート信号ＵＨ′〜ＷＬ′を電力増幅してハーフブリッジ型インバータ回路５２のＦＥＴを駆動する回路である。またＦＥＴゲート信号の反転動作はＰＷＭ周期に同期して行う必要があり、ＰＷＭキャリア割り込みが発生したら直ちに反転指令を出力することとする。
ここではＦＥＴゲート信号の論理を反転させる方法としてＸＯＲゲートを用いる方法を例示したが、その他マルチプレクサにてハイサイドアーム側とローサイドアーム側の信号を入れ替える方法など様々考えられ例示した回路に限定するものではない。

また反転指令Ｕ〜Ｗの出力タイミングと対象相は１２個の通電区間に応じて決定されており下記に一覧表を示す。表２は前出表１に最下段の反転指令欄を追加したもので、符号は表１を援用する。
（表２）反転指令を用いる通電パターン
注１：Ｕ相〜Ｗ相欄のＬＨは、相補モードＬＨ通電を表す。この区間ではＭＰＵはＨＬ通電を出力しているが反転指令により外部回路にて反転されＬＨ通電となる。
注２：反転指令欄のＵ〜Ｗは、反転指令を出力する対象相を表す。これにより該当相はＬＨ通電モードとなる。

実施波形例は図３に示されているので、図３を参照しながら表２のＵ相を例として説明する。表の区間７及び区間１０がＬＨ通電期間であり、図３ではＬ通電期間の開始時と終了時の３０°断続通電期間に該当する。この時ＭＰＵはＨＬ通電を出力し反転指令により反転回路が動作しＬＨ通電となる。これ以外の区間はＨＬ通電なので反転せずそのまま出力する。
このようにＬＨ通電モードを備えないＭＰＵ５１では、ＨＬ通電パターンを出力しておいて該当相の反転指令をＩＯポートから出力してＬＨ通電とすればよい。反転指令の対象相と出力タイミングは表２の反転指令欄に記載されている通りである。Ｖ相及びＷ相についても１２０°位相差で同様に通電される。

（ソフトウェアによるＬＨ通電の実施例）
ＬＨ通電モードを備えていないＭＰＵ５１（マイクロコントローラ）を使用して、ＰＷＭ制御モード（独立モードと相補モード）をソフトウェアで切り替えることでＬＨ通電のかわりにＬＺ通電を行い、クランプダイオード損失を半減し尚かつ開放相ブレーキ電流を阻止できる実施例について説明する。

ＬＨ通電のかわりにＰＷＭオフサイクル時にＺ（ハイインピーダンス）とするＬＺ通電としてもよい。なぜならば、ＰＷＭオンサイクル時にＬに通電した相をオフサイクル時にＺ（開放）とするとスパイク電圧が発生しコイル電圧はＨとなりＬＨ通電と同じ効果が得られるからである。ただしクランプダイオード損失が発生する。
一方、ＬＺ通電は独立モードにて実現できる。従ってＬＨ通電が必要となる期間は相補モードから独立モードへと替えてＬＺ通電とすれば、相補モードＬＨ通電と同様の動作となりＬＨ通電モードを備えていないＭＰＵが使用可能となる。モード切り換え機能は一般的なＰＷＭ制御回路でも標準的ファンクションとして備えており、ＰＷＭキャリア割り込みに同期してモード切り換えを実行すればタイミングも問題ない。この方法はクランプダイオード損失が全期間の半分で発生するがソフトウェアのみで簡易的に開放相ブレーキ電流を阻止できるメリットがある。

図７に区間終点検出後の制御プログラムフローチャート例を示す。以下ステップごとに説明する。
区間終点検出すると制御フローチャートが開始する（ＳＴＡＲＴ）。
ＰＷＭ制御回路は、通電区間番号を歩進する。励磁切り替えは次のＰＷＭ周期にて実行する（ＳＴＥＰ１）。通電区間前半３０°の通電パターンを出力レジスタにセットする（ＳＴＥＰ２）。上位コントローラからのトルク指令に基づきＰＷＭデューティ比をレジスタにセットする（ＳＴＥＰ３）。

次に、ＰＷＭキャリアの割り込み待ちを行う。割り込みが無ければＬＯＯＰ２へ戻る（ＳＴＥＰ４）。ＰＷＭキャリア割り込みがあれば、ＰＷＭモード設定（独立モードまたは相補モード）を行う（ＳＴＥＰ５）。ＰＷＭオンサイクル時にＡＤＣにより三相のコイル電圧測定する（ＳＴＥＰ６）。

次に、三相コイルのうち開放相にスパイク電圧が発生したか否かを判定する（スパイク判定）。スパイク電圧を検出したらＬＯＯＰ２へ戻る（ＳＴＥＰ７）。スパイク電圧でなければ、誘起電圧のゼロクロス判定を行う。ゼロクロス点でなければＬＯＯＰ２へ戻る（ＳＴＥＰ８）。セロクロス点を検出すると、区間後半３０°の通電パターン（ＬＺ通電）を出力レジスタにセットする（ＳＴＥＰ９）。

次に、ＰＷＭキャリアの割り込み待ちを行う。割り込みが無ければＬＯＯＰ３へ戻る（ＳＴＥＰ１０）。ＰＷＭキャリア割り込みがあれば、ＰＷＭモード設定（独立モードまたは相補モード）を行う（ＳＴＥＰ１１）。ＰＷＭオンサイクル時にＡＤＣにより三相のコイル電圧測定する（ＳＴＥＰ１２）。ＰＷＭ制御回路は、通電区間終点か否かを判定し、通電区間終点でなければＬＯＯＰ３へ戻る。また、通電区間終点ならＬＯＯＰ１へ戻る（ＳＴＥＰ１３）。
以上の手順で期間の半分を相補モードとしてクランプダイオード損失を半減し、残りの半分を独立モードとしてＬＺ通電を行い誘起電圧クランプレス通電を実現できる。

なお、モータ駆動回路の構成や制御プログラム構成は様々考えられ、本実施例に開示された態様に限定されるものではなく、本案主旨を逸脱しない範囲で電子回路技術者あるいはプログラマー（当業者）であれば当然なし得る回路構成の変更やプログラム構成の変更も含まれる。

１ 回転子軸 ２ 回転子 ３ 永久磁石 ４ 固定子 ５０ 上位コントローラ ５１ ＭＰＵ ５２ ハーフブリッジ型インバータ回路（ＩＮＶ） ５３ 反転ＰＷＭ制御回路 ５４ ＡＤ変換回路（ＡＤコンバータ：ＡＤＣ） ５５ ゼロクロスコンパレータ ５６ 反転回路

Claims (5)

1. 永久磁石界磁を有する回転子と三相コイルを有する固定子を備える電動機を、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式にて二相通電する電動機の駆動方法であって、
   前記永久磁石界磁位置を検出あるいは推定する位置検出回路と、
   三相コイル電圧をＡＤ変換して制御回路に送出する測定回路と、
   ハーフブリッジ型インバータ回路を介して前記三相コイルに双方向通電する出力回路と、
   上位コントローラからのトルク指令に基づいてＰＷＭ方式にてコイル出力を制御し、連続回転が可能な通電角度情報と通電パターン情報とを記憶し、前記位置検出回路の出力に基づいて前記出力回路を制御して通電状態を切り替える制御回路と、を備え、
   ＰＷＭ周期内の通電期間において正極電源に接続する相を電源相、接地電源に接続する相を接地相、ハイインピーダンス（開放）状態とする相を開放相とし、三相の共通接続点電位を中性点電位として、前記制御回路は前記測定回路の出力に応じて当該ＰＷＭ周期内の遮断期間の電源相及び接地相の出力状態を切り替え、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して正の時は遮断期間において接地相を接地電源に接続し電源相も接地電源に接続するかまたはハイインピーダンス状態とし、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して負の時は遮断期間において電源相を正極電源に接続し接地相も正極電源に接続するかまたはハイインピーダンス状態とすることを特徴とする電動機の駆動方法。
2. 開放相誘起電圧ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路を設け、１２０°通電における通電区間を前記ゼロクロス点で前方区間と後方区間に分けて電気角を１２区間とし、
   ＰＷＭ周期の遮断期間において接地相を接地電源に接続し電源相も接地電源に接続またはハイインピーダンス状態とするか、あるいは電源相を正極電源に接続し接地相も正極電源に接続またはハイインピーダンス状態とするかを、前記１２区間に応じて選択する請求項１記載の電動機の駆動方法。
3. 前記出力回路はスイッチング素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を備え、
   ＰＷＭ制御回路は、相ごとに前記ハーフブリッジ型インバータ回路のハイサイドアームとローサイドアームを対で制御し、ＰＷＭオフサイクル中はＰＷＭ周期内の通電期間（ＰＷＭオンサイクル）とは逆サイドのアームをオンとする相補モードでＰＷＭ制御を行い、
   ＰＷＭオンサイクル中はＨ（ハイサイドアームオン）としＰＷＭオフサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）とするＨＬ通電と、ＰＷＭオンサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）としＰＷＭオフサイクル中はＨ（ハイサイドアームオン）とするＬＨ通電の双方の通電モードを備え、
   開放相の誘起電圧と中性点電位の大小関係に応じて通電モードを切り換え、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して負の期間はＬＨ通電し、正の期間はＨＬ通電することで開放相ブレーキ電流を阻止する請求項１記載の電動機の駆動方法。
4. マイクロコントローラに内蔵されるＰＷＭ制御回路からＦＥＴプリドライバに送出される６個のＦＥＴゲート信号のそれぞれに論理を反転する反転回路を設け、あるいは相ごとにハイサイドアームとローサイドアームを入れ替える反転回路を設け、
   前記マイクロコントローラはＬＨ通電が必要な相に対して、いずれかの前記反転回路へＰＷＭキャリアに同期して反転指令を出力し、当該通電相のＨＬ通電モード状態の２個のＦＥＴゲート信号を論理反転あるいは入れ替えることでＬＨ通電モード状態の信号に変換してＬＨ通電を行う請求項３記載の電動機の駆動方法。
5. 前記ＰＷＭ制御回路は、開放相の誘起電圧が中性点電位に対して負の時はＰＷＭキャリアに同期して、ＰＷＭ制御モードをＰＷＭオンサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）、ＰＷＭオフサイクル中はＺ（ハイインピーダンス状態）とする独立モードに切り替えてＬＺ通電にてＰＷＭ制御し、
   開放相の誘起電圧が中性点電位に対して正の時はＰＷＭキャリアに同期して、ＰＷＭ制御モードをＰＷＭオンサイクル中はＨ（ハイサイドアームオン）、ＰＷＭオフサイクル中はＬ（ローサイドアームオン）とする相補モードに切り替えてＨＬ通電にてＰＷＭ制御する請求項３記載の電動機の駆動方法。