JP6805035B2 - 集積回路 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、３相永久磁石同期モータの制御に使用される集積回路に関する。

従来、永久磁石同期モータの回転位置を推定する方法としては、中速領域から高速領域においては、例えば永久磁石同期モータの速度に比例する誘起電圧や回転子磁束をモータへの入力電圧と電流より演算し、誘起電圧に基づいて推定する方法が広く用いられている。また、誘起電圧情報の少ない極低速の領域では、回転子の突極性を利用し，インダクタンスが回転位置情報を含む点を利用し、駆動周波数に関係しないセンシングのための交流信号を永久磁石同期モータに印加し、電圧電流の関係から回転位置を推定する方法がいくつか提案されている（特許文献１）。

特許第３４５４２１２号公報

上述した推定方式は何れも、インバータがモータに印加する駆動電圧を演算に用いるほか、算出した誘起電圧やインダクタンス又はそれに準じた信号から回転位置を算出するため、ＰＩ制御器やオブザーバ等を用いる必要がある。したがって、それらの制御器に設定するゲインなどのパラメータを個別に設計，調整する必要がある。さらに、モータの駆動状態や設定したパラメータ次第ではセンサレス制御が不安定化する問題があり、一般的に使用される位置センサであるレゾルバやエンコーダ，ホールセンサなどの代用とするには、高度な設計技術や経験を要する。

また、中速領域から高速領域におけるセンサレス駆動方式として、１２０度通電を行う際の無通電区間に発生する誘起電圧の位相を検出し、これに基づき通電相を切り替える方式がある。この方式は、制御器の設計等を不要としたセンサレス駆動が実現できるが、通電方式が１２０度通電に限定されるため、モータ電流が歪んで騒音が悪化するという課題がある。尚、以下では、モータの回転速領域を２分する際には、低速領域,高速領域と表現する。

そこで、高速領域においても、制御器の設計等を不要としたセンサレス駆動方式を、より広い通電方式に適用できる集積回路を提供する。

本実施形態の集積回路は、入力される搬送波，各相のデューティ指令値及び３相永久磁石同期モータの回転位置に基づいて、３相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、
前記ＰＷＭ信号の搬送波に基づいて、検出タイミング信号を生成する検出タイミング信号生成部と、
前記検出タイミング信号に応じて、入力される前記モータの相電流の変化量を求める電流変化量検出部と、
前記相電流の変化量に基づいて、前記モータの回転位置を推定する回転位置推定部とを備え、
前記ＰＷＭ生成部は、前記搬送波の１周期内において前記検出タイミング信号生成部により生成される固定された４点の検出タイミング信号に応じて、前記電流変化量検出部が２種類の電圧ベクトル期間に対応する相電流変化量を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
前記回転位置推定部は、前記２種類の電圧ベクトル期間のそれぞれにおいて２相の電流変化量を検出し、これら２相の電流変化量の差分値である第１，第２の電流変化量差分値を求め、前記第１，第２の電流変化量差分値に基づいて前記回転位置を推定する。

第１実施形態であり、集積回路を含むモータ駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図 インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン状態を空間ベクトルで表した図 低速領域で使用する各相の電流変化量と回転位置との関係を示す図 高速領域で使用する電流変化量及び電流変化量差分値と回転位置との関係を示す図 各相のＰＷＭキャリア及びパルス信号と、電流検出タイミングとを示す図 第２実施形態であり、比較器を用いて回転位置信号を生成する構成を示す図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図５を参照して説明する。図１は、モータ駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源１は、回転子に永久磁石を備える永久磁石同期モータ（以下、単にモータと称す）２を駆動する電力源である。直流電源１は、交流電源を直流に変換したものでも良い。インバータ回路３は、６個のスイッチング素子，例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４Ｕ＋，４Ｙ＋，４Ｗ＋，４Ｕ−，４Ｙ−，４Ｗ−を３相ブリッジ接続して構成されており、後述するＰＷＭ生成部５で生成される３相分６つのスイッチング信号に基づいて、モータ２を駆動する電圧を生成する。

電圧検出部６は、直流電源１の電圧Ｖdcを検出する。電流検出部７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、インバータ回路３の負側ＦＥＴ４Ｕ−，４Ｙ−，４Ｗ−のソースと負側電源線との間に接続されている。これらの電流検出部７は、一般にシャント抵抗やホールＣＴなどを用いた電流センサ及び信号処理回路で構成され、モータ２に流れる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。

電流変化量検出部８は、後述する検出タイミング信号生成部９から入力される検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４に基づいて相電流を４回検出し、２回毎の検出値の差分値を変化量ｄＩｕ（０１０），ｄＩｖ（００１），ｄＩｕ（００１），ｄＩｗ（０１０），ｄＩｖ（００１）として算出する。回転位置演算部１０は、上記変化量ｄＩｕ（０１０），ｄＩｖ（００１），ｄＩｕ（００１）からモータ２の回転位置検出値θｃ１を算出する。電流変化量差分値演算部１１は、電流変化量ｄＩｕ（０１０），ｄＩｕ（００１），ｄＩｗ（０１０），ｄＩｖ（００１）から、電流変化量差分値ｄＩ（０１０），ｄＩ（１１０）を演算する。回転位置演算部１２は、電流変化量差分値ｄＩ（０１０），ｄＩ（００１）からモータ２の回転位置検出値θｃ２を算出する。回転位置検出値θｃ１，θｃ２は、回転位置選択部１３に入力される。

回転位置選択部１３は、モータ２の回転数が低速領域に属する際には回転位置検出値θｃ１を選択し、前記回転数が中速領域以上に属する際には回転位置検出値θｃ２を選択し、回転位置θｃとして出力する。低速領域と中速領域との閾値は、例えばモータ２の定格回転数の５％〜１０％程度とする。モータ２の回転数は、入力される回転位置検出値θｃ１，θｃ２の変化時間より求める。

３相電圧指令値生成部１４は、指令値である電圧振幅指令値Ｖampと電圧位相指令値φｖとから、３相の電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを生成する。デューティ生成部１５は、３相電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを直流電圧Ｖdcで除すことで各相の変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗを演算する。ＰＷＭ生成部５は、３相変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗと、キャリア生成部１６より入力される各相のＰＷＭキャリア，搬送波とを比較して各相のＰＷＭ信号パルスを生成する。１相当たりのパルスにはデッドタイムが付加され、それぞれ３相上下のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４に出力するスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ−,Ｖ＋,Ｖ−,Ｗ＋，Ｗ−を生成する。

以上の構成において、モータ２，インバータ回路３，３相電圧指令値生成部１４，デューティ生成部１５及びキャリア生成部１６を除いたものが、集積回路１７又はマイクロコンピュータ等を構成している。尚、これらの機能は集積回路として構成した際に、ハードウェア若しくはソフトウェア，又はハードウェアとソフトウェアとの協働によって実現できる。例えばハードウェアのみで実現した場合はゲートアレイで構成され、一部にソフトウェアを使用して実現した場合はマイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成される。

ここで、本実施形態における回転位置検出方法の原理を説明する。（１）式は、突極性を有する同期電動機の３相インダクタンスを示している。

（１）式に示すように、各相のインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは回転位置θに応じて変化する。このインダクタンスの回転位置に対する依存性を利用することで、モータの速度がゼロ近傍となる条件下でも転位置を推定できる。

図２は、インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン状態を空間ベクトルと呼ばれる手法で表したものである。例えば（１，０，０）は，Ｕ相上側のスイッチング素子がオン、Ｖ相及びＷ相の上側スイッチング素子がオフの状態を示しており、電圧ベクトルはＶ０〜Ｖ７の８つのパターンが存在する。

ここで，電圧ベクトルＶ１（１，０，０）を印加している再のモータの相間電圧方程式を（２）式に示す。上からＵＶ線間電圧，ＶＷ線間電圧，ＷＵ線間電圧を示している。

但し、Ｖdcは直流電圧，Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは各相の誘起電圧，Ｒは巻線抵抗，Ｉｕ＿Ｖ１，Ｉｖ＿Ｖ１，Ｉｗ＿Ｖ１は、電圧ベクトルＶ１を印加した際の３相電流値である。ここでモータ回転数が極低速であり，巻線抵抗による電圧降下と誘起電圧が直流電圧Ｖｄｃに比べ非常に小さい場合、（２）式中の各相の電流微分値は（３）式を用いて（４）式に近似できる。

ここで、インダクタンス値Ｌ０，Ｌ１と直流電圧Ｖdcとを（５）式のようにＡと置くと、（４）式は（６）式に変形できる。

同様に、電圧ベクトルＶ３（０１０）印加中のＵ相電流微分値ｄＩｕ（０１０）／ｄｔ，電圧ベクトルＶ５（００１）印加中のＵ相電流微分値ｄＩｕ（００１）／ｄｔ及びＶ相電流微分値ｄＩｖ（００１）／ｄｔを求め、これらの電流微分値に微分時間ｄｔを乗じて電流変化量とし、まとめたものが（７）式である。

これら３つの電流変化量は、図３に示すように直流オフセット量ｄｔ／Ａを持ち，振幅Ｌ１ｄｔ／（ＡＬ０）で回転位置２θに応じて、それぞれの位相差２d／３で変化する交流信号である。そして、これらの電流変化量を用いて、（８）式により３相／２相変換を行い、（９）式により逆正接演算を行うことで回転位置θを得る。

ここで、（９）式より求めた回転位置θは、２θから分周したものであるため、原理的に±１８０°の誤差を持つ。したがって、モータ駆動前の停止状態において上記のどちらかを判定するためには、初期位置の同定アルゴリズムが必要となる。これについては、従来の公知技術である磁気飽和の特性を用いた方式にて判定を行う。本公知技術については、例えば下記の文献などの手法がある。
電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Vol.125(2005)，No.3「パルス電圧を用いた表面磁石同期モータの初期回転位置推定法」，山本修，荒隆裕

以上のアルゴリズムによって、検出した電流変化量からモータの回転位置を推定できる。そして、以上のアルゴリズムは各相の誘起電圧に基づくことなく、インダクタンス値に基づいて位置推定を行うものであるから、前述のようにモータの低速領域に適用するのに有効である。したがって、このアルゴリズムは、回転位置演算部１０により実行され、回転位置検出値θｃ１が求められる。

次に、モータの中速から高速領域に適用する回転位置推定のアルゴリズムについて説明する。すなわち、モータが中速領域に移行すると、（４）式を求めるための条件が成立しなくなることから、低速領域とは異なる推定アルゴリズムを用いる必要がある。例えば電圧ベクトルＶ３（０１０）が印加されている状態のＵ，Ｗ相の相電圧方程式は（１０）式で表わされる。ここで、（１０）式右辺第３項の誘起電圧は、（１１）式で表されるように回転位置θの情報を有している。

ただし、
Ｖｕ（０１０）：電圧ベクトルＶ３印加時のＵ相電圧［Ｖ］
Ｖｗ（０１０）：電圧ベクトルＶ３印加時のＷ相電圧［Ｖ］
ｄＩｕ（０１０）：電圧ベクトルＶ３印加時の
時刻ｔ１〜ｔ２期間のＵ相電流変化量［Ａ］
ｄＩｗ（０１０）：電圧ベクトルＶ３印加時の
時刻ｔ１〜ｔ２期間のＷ相電流変化量［Ａ］
θ：モータ回転位置［ｒａｄ］
Ｒ：モータ巻線抵抗［Ω］，Ｌｕ，Ｌｗ：モータ相インダクタンス［Ｈ］
ω：モータ角速度［ｒａｄ/Ｓ］，ａ：電機子鎖交磁束［Ｗｂ］
である。

ここで、モータ角速度ωが十分に速く、（１０），（１１）式右辺第１項の巻線抵抗Ｒによる電圧降下や突極性に起因するインダクタンスＬｕ，Ｌｗの変化分よりも、右辺第３項の誘起電圧項が十分に大きい場合は、ＲＩ＝０として近似できる。そして、（１０），（１１）式において、電流変化量の測定時間が均等でｔ２−ｔ１＝ｔのとき各相電流変化量ｄＩを用いると、ＵＷ相間の誘起電圧Ｅｕｗに比例する値が（１２）式にて演算できる。（１１）式により、（１２）式は回転位置θから−π／６遅れた信号であることがわかる。

（１２）式は、電圧ベクトルＶ３を用いた場合に検出した値であるが、電圧ベクトルＶ５印加中の電流微分値Ｉｖ（００１），Ｉｕ（００１）を用いると（１３）式となる。尚、図５に示すように、時刻ｔ３〜ｔ４は、電圧ベクトルＶ５印加時に、Ｖ相，Ｗ相電流変化量を求める時間であり、ｔ２−ｔ１＝ｔ４−ｔ３＝ｔとする。

（１２）式は第１電流変化量差分値，（１３）式は第２電流変化量差分値に相当する。ここで、（１２），（１３）式は、オフセットがゼロで位相が１２０度ずれた正弦波信号となるため、両信号を用いて下記の（１４）式で演算を行うと、これらにより図４に示すような１２０度位相差の信号が得られる。

（１２）〜（１４）式で示す３つの信号を（８）式と同様に３相２相変換し、（９）式と同様にその逆正接演算をすれば、π／６を加えた回転位置θを求めることができる。

この推定アルゴリズムは回転位置演算部１２によって実行され、回転位置検出値θｃ２が求められる。

次に、（７），（１２）及び（１３）式で示した各電圧ベクトル印加中の電流変化量の検出方法について説明する。本実施形態では、電圧ベクトルＶ３印加中のＵ相及びＷ相電流，電圧ベクトルＶ５印加中のＵ相及びＶ相電流を検出する必要がある。そのため、図５に示すように各相のＰＷＭ信号を生成するためのキャリアを、それぞれ波形が異なる３種類用いる。例えばＵ相は三角波キャリア、Ｖ相は逆鋸波キャリア、Ｗ相は鋸波キャリアである。キャリア生成部１３がこれらのキャリアを生成する。これらのキャリアを用いてＰＷＭ信号を生成すると、Ｕ相の三角波キャリアを基準とした場合、
Ｕ相ＰＷＭパルス：三角波の谷を基準に両側へ発生
Ｖ相ＰＷＭパルス：三角波の山を基準に左側へ発生
Ｗ相ＰＷＭパルス：三角波の山を基準に右側へ発生
となる。そして、検出タイミング信号生成部９は、４回の電流の検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４を、図５に示すように与える。
・Ｕ相の電流変化量ｄＩｕ（０１０）及びＷ相の電流変化量ｄＩｗ（０１０）を検出するための信号ｔ１，ｔ２は、三角波の山よりもΔＴ前の時刻及び三角波の山の時刻
・Ｕ相の電流変化量ｄＩｕ（００１）及びＶ相の電流変化量ｄＩｖ（００１）を検出するための信号ｔ３，ｔ４は、三角波の山の時刻及び三角波の山よりもΔＴ遅れた時刻
上記を基準とする。

また、実際にはパルスが発生した直後はノイズによる電流検出値への影響が大きい場合もあるので、検出タイミングを上記の基準値から数μｓ程度ずらすこともある。そして、これらｔ１〜ｔ４の検出タイミングは、インバータ回路３に入力されるＰＷＭ信号によらず常に一定，すなわち固定された４点のタイミングとなる。

そして、磁極位置選択部１３は、前述したように、回転位置演算部１０により求められた回転位置θｃ１と、回転位置演算部１２により求められた回転位置θｃ２とを、モータの速度に応じて切替えて出力する。

以上のように本実施形態によれば、検出タイミング信号生成部９は、ＰＷＭ信号の搬送波に基づいて検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４を生成し、電流変化量検出部８は、前記信号ｔ１〜ｔ４に応じて電流検出部７Ｕ，７Ｖ，７Ｗにより検出される相電流の変化量ｄＩｕ（０１０），ｄＩｕ（００１），ｄＩｖ（００１），ｄＩｗ（０１０）を求める。回転位置演算部１０は、電流変化量ｄＩｕ（０１０），ｄＩｕ（００１），ｄＩｖ（００１）に基づいて、低速領域におけるモータ２の回転位置θｃ１を推定する。

また、電流変化量差分値演算部１１は、電流変化量ｄＩｕ（０１０），ｄＩｗ（０１０）の差分値ｄＩ（０１０）と、電流変化量ｄＩｖ（００１），ｄＩｕ（００１）の差分値ｄＩ（００１）とを求める。回転位置演算部１２は、電流変化量ｄＩｖ（００１），ｄＩｕ（００１）と、それらの差ｄＩ（０１０−００１）とに基づいて、高速領域におけるモータ２の回転位置θｃ１を推定する。

そして、回転位置選択部１３は、モータ２の回転速度が低速領域に属する際には回転位置θｃ１を選択し、高速領域に属する際には回転位置θｃ２を選択して推定位置θとする。これにより、高価な演算能力を持つ演算器を用いることなく、検出した電流変化量の大小関係のみに基づく簡易なアルゴリズムによる安価な演算器を用いて、モータ２の停止又は低速領域から高速領位に亘るセンサレス駆動が可能になる。しかも、１２０度通電方式に限らず、例えば１８０度通電方式等にも適用できる。

この場合、ＰＷＭ生成部５は、ＰＷＭキャリアの１周期内において、固定された４点の検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４に応じて、電流変化量検出部８が２種類の電圧ベクトル期間Ｖ３，Ｖ５に対応する各相電流変化量を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

具体的には、ＰＷＭ生成部５は、３相のＰＷＭ信号のうちＵ相は、ＰＷＭキャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティＤｕを増減させ、Ｖ相は前記任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティＤｖを増減させ、Ｗ相は、前記任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティＤｗを増減させるようにした。

また、ＰＷＭ生成部５は、各相のＰＷＭパルスを発生させる基準を、キャリアの振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定するので、基準の設定が簡単になる。更に、ＰＷＭ生成部５は、Ｕ相については三角波を、Ｖ相については前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波を、Ｗ相については前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波をそれぞれキャリアとして使用する。その際に、各相の基準を、各キャリア振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定する。これにより、各相のＰＷＭパルスの伸長方向を簡単に設定できる。

本実施形態によれば、回転位置θを、モータ２に印加する電圧の大きさによらず、電圧ベクトルＶ３及びＶ５の発生期間中に得られる電流変化量によって演算できる。すなわち、モータ２の制御状態に依らないため、モータ２の速度・電流制御等と区別して回転位置推定装置を構成できる。したがって、本実施形態の構成はマイクロコンピュータの内部にハードウェア的に設けることができる。例えば前述の速度・電流制御などは、ソフトウェアとして構築し、回転位置推定装置部分をハードウェア若しくはソフトウェア又はそれらの協働により実現する構成として、マイクロコンピュータや集積回路内に設けることができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。第２実施形態では、１２０度位相差の信号の大小関係を図６で示すように比較器２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃにより何れか２信号間で比較し、大小に応じたパルス信号を生成する。図６では、信号１を磁極位置演算部１０についてはｄＩｕ（００１），磁極位置演算部１２についてはｄＩ（０１０−００１），信号２を同ｄＩｕ（００１），ｄＩ（００１），信号３を同ｄＩｖ（００１），ｄＩ（００１）としている。

比較器２１Ａ〜２１Ｃより出力される各パルス信号は、回転位置に応じてホールセンサやエンコーダといった位置センサと同様に変化する位相差を持った信号となる。したがって、前記位置センサのセンサ信号と同様の処理を行うことで、モータ２の回転位置を求めることができる。

（その他の実施形態）
３相のＰＷＭ信号を各実施形態のように発生させるためには、３種類のキャリアを用いることに限らず、位相シフト機能等を利用しても良いし、１種のキャリアのデューティ設定タイミングや、パルス発生の比較極性等を変更するなどの方法を利用しても良い。
電流変化量検出部８が、キャリア周期内で３相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、３相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。

また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流変化量検出部８に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアから得られた信号そのものである必要はなく、別個のタイマで生成した信号であっても良い。
電流検出部はシャント抵抗でもＣＴでも良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１は直流電源、２は永久磁石同期モータ、３はインバータ回路、４はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、５はＰＷＭ生成部、７は電流検出部、８は電流変化量検出部、９は検出タイミング信号生成部、１０,１２は回転位置演算部、１３は回転位置選択部を示す。

Claims (4)

1. 入力される搬送波，各相のデューティ指令値及び３相永久磁石同期モータの回転位置に基づいて、３相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、
   前記ＰＷＭ信号の搬送波に基づいて、検出タイミング信号を生成する検出タイミング信号生成部と、
   前記検出タイミング信号に応じて、入力される前記モータの相電流の変化量を求める電流変化量検出部と、
   前記相電流の変化量に基づいて、前記モータの回転位置を推定する回転位置推定部とを備え、
   前記ＰＷＭ生成部は、前記搬送波の１周期内において前記検出タイミング信号生成部により生成される固定された４点の検出タイミング信号に応じて、前記電流変化量検出部が２種類の電圧ベクトル期間に対応する相電流変化量を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
   前記回転位置推定部は、前記２種類の電圧ベクトル期間のそれぞれにおいて２相の電流変化量を検出し、これら２相の電流変化量の差分値である第１，第２の電流変化量差分値を求め、前記第１，第２の電流変化量差分値に基づいて前記回転位置を推定する集積回路。
2. 前記回転位置推定部は、前記モータが低速域で運転される領域では、前記２種類の電圧ベクトル期間のうち、第１の電圧ベクトル期間において１相の電流変化量を検出し、第２の電圧ベクトル期間において２相の電流変化量を検出し、これら３つの電流変化量に基づいて前記回転位置を推定し、
   前記モータが高速域で運転される領域では、前記第１，第２の電流変化量差分値に基づいて前記回転位置を推定するように切替える請求項１記載の集積回路。
3. 前記ＰＷＭ生成部は、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
   他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
   残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる請求項１又は２記載の集積回路。
4. マイクロコンピュータとして構成されている請求項１から３の何れか一項に記載の集積回路。

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