JP4171612B2 - インバータ装置，半導体集積回路装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばファンやポンプ等を負荷とする永久磁石モータを駆動制御するためのインバータ装置、このインバータ装置に使用される半導体集積回路装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
インバータ装置における駆動方式の１つに、永久磁石モータたるブラシレスモータの回転子の位置を検出して位置信号を得て、その位置信号に基づいて固定子巻線に対する通電位相角（転流タイミング）を決定するものがある。斯様な駆動方式では、位置信号の位相がモータの回転数や負荷トルクなどに応じてずれるため、通電位相においてもずれを生じ、モータの効率が低下してしまうという問題がある。
【０００３】
この問題を解決する従来技術として、例えば特開平７−１１１７９５号公報に開示されているものがある。この従来技術では、モータの回転数及び負荷トルクを検出し、それらの検出値に応じた補正位相値をマイクロコンピュータが記憶装置のデータマップより読み出す。そして、その補正位相値に相当する時間を演算して通電切換信号の出力タイミングを補正することで、モータを最適な位相で１２０°通電して駆動するようにしている。
【０００４】
しかしながら、この従来技術においては、補正位相値に相当する時間を得るためにマイクロコンピュータが複雑な演算を行う必要があり、その演算を行うための制御プログラムを作成する必要がある。また、その演算を行うために、マップを含む各種データを記憶するための記憶装置も必要となる。更に、位相を最適に補正した場合でも、モータを矩形波によって１２０°通電するため、振動や騒音が発生するという問題があった。
【０００５】
そこで、本発明の発明者は、特開２００１−３７２７９に開示されている技術を考案した。この技術は、パルス発生回路が永久磁石モータの回転子の位置に応じて出力される三相の位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの変化周期Ｔ内に複数個のクロックパルスＣＫを発生すると、位相推定回路は、そのクロックパルスＣＫの数を位置信号Ｈｕの立上がりエッジを基準としてカウントすることで回転子の詳細な位相を推定する。そして、電圧信号形成回路は、回転子の位相に応じた所定の電圧信号ＶSIN をメモリから読み出して形成出力する。
【０００６】
この時、位相補正回路は、位置信号Ｈｕの立上がりエッジにおいて位相推定回路のカウンタに位相補正値ＰC をセットすることで位相を補正するが、その位相補正値ＰC として、永久磁石モータ６の回転数に応じた電圧信号と負荷トルクに応じた電圧信号とを加算してＡ／Ｄ変換した値を用いるように構成したものである。
【０００７】
斯様に構成された上記技術によれば、永久磁石モータの回転数及び負荷トルクに応じて変動する位相のずれを補正して適切な転流タイミングで各相巻線に通電を行い、永久磁石モータを高い効率で運転することができる。そして、マイクロコンピュータを用いて複雑な演算を行ったりデータを記憶するための記憶装置を用いる必要がないので、構成が簡単になると共に補正処理を短時間で行うことができる、といった効果が得られるようになり、技術課題をある程度解決することができた。
【０００８】
しかしながら、その後、発明者が研究を進めた結果、特開２００１−３７２７９で開示した技術では、通電位相の補正が適切に行なわれているとは言い難い部分があった。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、通電位相の補正をより適切に行なうことができるインバータ装置、このインバータ装置に使用される半導体集積回路装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１載のインバータ装置は、永久磁石モータを構成する回転子の回転位置に応じ、複数相の固定子巻線に発生する誘起電圧に対して一定の位相関係を有する位置信号を出力する位置信号出力手段と、
前記位置信号の変化周期を測定する周期測定手段と、
前記変化周期内に複数個のクロックパルスを発生するパルス発生手段と、
前記クロックパルスの発生数をカウントするカウンタを備え、前記位置信号の変化するタイミングを基準とする前記カウンタのカウント値に基づいて前記回転子の位相を推定する位相推定手段と、
前記タイミングにおいて、前記カウンタに補正値をセットして前記回転子の位相を補正する位相補正手段と、
前記回転子の位相に応じて所定の電圧信号を形成する電圧信号形成手段と、
ＰＷＭ信号の搬送波を出力する搬送波発生手段と、
前記電圧信号の信号レベルと前記搬送波の信号レベルとを比較して、駆動信号を形成する駆動信号形成手段と、
前記駆動信号に基づいて、前記複数相の固定子巻線に通電する駆動手段と、
前記永久磁石モータのトルクを検出し、検出したトルクに応じた電圧信号を出力するトルク検出手段と、
このトルク検出手段によって出力される電圧信号と、前記永久磁石モータの回転状態が反映される電圧信号とを乗算する乗算手段と、
この乗算手段によって出力される電圧信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段とを備え、
前記乗算手段を、永久磁石モータの回転状態が反映される電圧信号と、トルク検出手段によって出力される電圧信号との何れか一方の電圧信号レベルに応じて連続的に出力されるパルス信号の振幅を変化させると共に、前記パルス信号のデューティを他方の電圧信号レベルに応じて変化させるようにパルス変調を行うパルス変調手段と、このパルス変調手段によって出力されるパルス信号を平均化処理する平均化手段とで構成し、
前記位相補正手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段によって出力されるデジタルデータを補正値とすることを特徴とする。
【００１１】
即ち、モータのトルクを増加させるために通電電流を増加させる場合、電流は、巻線が有するインダクタンス分により所定の傾きをもって増加することになるので、電流波形は遅れ位相側にシフトする傾向を示す。そして、モータのトルクは巻線に通電される電流と巻線に発生する誘起電圧との積に比例するので、トルクの発生効率を最適に維持するためには、電流の増加に応じて通電位相を進み側にシフトさせる必要がある。
【００１２】
一方、モータの回転数を上昇させようとすると、その上昇に応じて通電周期が短くなり、同じ通電期間に対応する通電位相は大きくなるから、モータのトルクと回転数とをパラメータとして通電位相を補正するには、両者のパラメータを乗算した結果に基づいて行うことが適切である。従って、請求項１のように構成することで、位相補正をより適切に行なうことができるようになる。
また、パルス変調手段によって出力されるパルス信号は、２つの電圧信号のレベルに応じて振幅とデューティとが夫々変化するので、このようなパルス変調を行なうことは、２つの電圧信号を乗算することと等価である。そして、そのパルス信号が平均化処理された信号のレベル（直流レベル）は、２つの電圧信号の乗算結果を反映したものとなるので、簡単な構成によってアナログ信号の乗算を行なうことができる。
【００１３】
この場合、請求項２に記載したように、永久磁石モータの回転数を検出し、検出した回転数に応じた電圧信号を出力する回転数検出手段を備え、
乗算手段を、トルク検出手段によって出力される電圧信号と、前記回転数検出手段によって出力される電圧信号とを乗算するように構成すると良い。斯様に構成すれば、位相補正を永久磁石モータの実際の回転数に応じて適切に行なうことができる。
【００１４】
また、請求項３に記載したように、乗算手段を、トルク検出手段によって出力される電圧信号と、永久磁石モータの回転速度を設定するために外部より与えられる速度指令とを乗算するように構成しても良い。または、請求項４に記載したように、電圧指令を永久磁石モータの回転速度を設定するために外部より与えられる速度指令と回転数検出手段によって出力される電圧信号との差に応じて出力する速度制御手段を備え、乗算手段を、トルク検出手段によって出力される電圧信号と前記電圧指令とを乗算するように構成しても良く、斯様に構成した場合も、位相補正を適切に行なうことができる。
【００１５】
以上の場合において、請求項５乃至８に記載したように、トルク検出手段を、駆動手段に駆動用電源として供給される直流電源の電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段によって検出される電流値をサンプル処理して電圧信号を出力する電流値処理手段とで構成し（請求項５）、具体的には、電流値処理手段を、電流検出手段によって検出される電流値を平均値処理する（請求項６）、また、サンプルホールド処理する（請求項７）、また、ピークホールド処理する（請求項８）ように構成すると良い。
【００１６】
即ち、直流電源の電流値は永久磁石モータの負荷トルクに比例する。また、このような直流電源は、通常交流電源を整流して生成されるため電流値の検出レベルは常に変動する。従って、その電流値の検出信号を、例えば平滑回路などにより平均値処理したり（請求項６）、また、サンプルホールド回路によりサンプルホールド処理したり（請求項７）、或いは、ピークホールド回路によりピークホールド処理する（請求項８）ことで、直流電源電流の検出レベルを適切にサンプル処理してＡ／Ｄ変換し、位相補正手段に出力することができる。
【００１９】
請求項９記載の半導体集積回路装置は、請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置に使用される周期測定手段と，パルス発生手段，位相推定手段，位相補正手段，電圧信号形成手，搬送波発生手段，駆動信号形成手段，乗算手段，Ａ／Ｄ変換手段を集積回路として構成する。従って、請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置を小型に構成することができる。
【００２０】
この場合、請求項１０に記載したように、トルク検出手段と請求項２記載のインバータ装置に使用される回転数検出手段をも加えて集積回路として構成しても良く、斯様に構成すれば、インバータ装置を更に小型に構成することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について、図１乃至図１２を参照して説明する。電気的構成を示す図１において、直流電源１は、商用交流電源をダイオードブリッジなどにより全波整流し、平滑コンデンサ（何れも図示せず）により平滑して生成されたものである。その直流電源１の正，負両端子は、直流母線２ａ，２ｂを介してインバータ主回路（駆動手段）３の電源入力端子に接続されている。
【００２４】
インバータ主回路３は、６個のトランジスタ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ及び４Ｘ，４Ｙ，４Ｚを三相ブリッジ接続して構成されており、各トランジスタ４のコレクタ−エミッタ間には、フライホイールダイオード５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ及び５Ｘ，５Ｙ，５Ｚが接続されている。インバータ主回路３の出力端子３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは、例えばブラシレスモータ等の永久磁石モータ６において、一端がスター結線されている各相固定子巻線（以下、単に巻線と称す）６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの他方の端子に夫々接続されている。
【００２５】
また、永久磁石モータ６は、それらの巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗと所定の空隙を有するように配置され、永久磁石で構成される回転子６Ｒを有している。そして、永久磁石モータ６の内部には、回転子６Ｒの回転位置を検出するために、ホールＩＣで構成される位置検出器（位置信号出力手段）７（７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ）が配置されている。そして、位置検出器７（７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ）によって出力される位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは、周期測定回路（周期測定手段）８，位相補正回路（位相補正手段）９及び回転数検出回路（回転数検出手段）１０に与えられている。
【００２６】
位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは、図２に示すように、各相巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに発生する誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの正半波期間がハイレベル，負半波期間がロウレベルとなる信号に対して、例えば電気角で３０°位相遅れとなる信号として出力されるように位置検出器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗが配置されている。
【００２７】
周期測定回路８は、位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの何れかの信号レベルが変化するタイミングである立上がり，立下がりエッジを検出し、それらの出力間隔、即ち変化周期Ｔ（図３（ｂ）参照）に相当する時間をカウンタ（図示せず）によりカウントする。そして、そのカウント値を周期データＴD としてパルス発生回路（パルス発生手段）１１に出力するようになっている。尚、前記カウンタのカウント周期は、変化周期Ｔに比較して十分短くなるように設定されている。また、変化周期Ｔは、電気角６０°に相当する。
【００２８】
パルス発生回路１１は、例えばデジタルＰＬＬ回路を応用した周波数逓倍回路として構成されており、例えば、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの変化周期Ｔに応じた周波数をｆとすると、その周波数ｆを３２逓倍した周波数３２ｆ（周期Ｔ／３２）のクロックパルスＣＫを生成して出力するようになっている（図３（ｃ）参照）。
【００２９】
具体的には、例えば、周期測定回路８より与えられた周期データＴD をラッチして５ビット右シフトし周期データＴD/32を得ると、その周期データＴD/32を、周期測定回路８のカウンタと同じカウント周期でダウンカウントする。そして、カウント値が０になった時点でクロックパルスを発生して位相推定回路（位相推定手段）１２に出力し、それと同時に、次に与えられた周期データＴD をラッチしてシフトした後、ダウンカウンタにセットする。以上の処理を繰り返すことで、周波数３２ｆのクロックパルスＣＫが生成出力される。
【００３０】
位相推定回路１２は、例えば位置信号Ｈｕの立上がりエッジを基準（カウント値“０”）としてクロックパルスＣＫの入力数をカウンタによりカウントし、そのカウント値ＣＮＴを以て、永久磁石モータ６の回転子６Ｒの詳細な回転位置（位相）を推定する。即ち、カウント値“１”は、電気角６０°／３２＝１．８７５°に相当することになる。従って、位相推定回路１２は、“１９２”をカウントした時点で電気角３６０°に達して（図３（ｄ）参照）、次周期の位置信号Ｈｕの立上がりエッジが与えられることになる。位相推定回路１２によってカウントされたカウント値ＣＮＴは、電圧信号形成回路（電圧信号形成手段）１３に与えられるようになっている。
【００３１】
電圧信号形成回路１３は、例えばＲＯＭ及びＤ／Ａ変換回路などで構成されており、図３（ｅ）に示すように、正弦波の振幅率を有する電圧信号ＶSIN の波形データが記憶されている。尚、電圧信号ＶSIN の交流振幅の負の最大値がデータ“０”となるように、オフセットが加えられている。そして、位相推定回路１２より与えられるカウント値ＣＮＴは、電圧信号ＶSIN の波形データの読出しアドレスとして与えられ、回転子６Ｒの回転位置に応じた波形データが読み出されるようになっている。
【００３２】
また、電圧信号形成回路１３には、外部より電圧指令（図示せず）が与えられるようになっており、読み出された電圧信号ＶSIN の波形データ値には、その電圧指令に応じた係数が乗じられるようになっている。そして、その波形データ値をＤ／Ａ変換したアナログ電圧信号が駆動信号形成回路（駆動信号形成手段）１４に出力されるようになっている。また、電圧信号形成回路１３は、例えば、位置信号Ｈｕを基準としてＵ相に対応する電圧信号ＶSIN の波形データ値を読み出すと、その波形データ値を基準として１２０°，２４０°遅れ位相に対応する波形データ値をＶ相，Ｗ相に対応する波形データ値とする。そして、夫々をＤ／Ａ変換して駆動信号形成回路１４に出力するようになっている。
【００３３】
三角波発生回路（搬送波発生手段）１５は、図３（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号の搬送波たる三角波ＶTRを発生し、駆動信号形成回路１４に出力するようになっている。駆動信号形成回路１４は、コンパレータなどで構成されており、電圧信号形成回路１３より与えられる電圧信号ＶSIN のレベルと、前記三角波ＶTRのレベルとを比較して、前者のレベルが高い場合にハイレベルとなるＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する（図３（ｆ）参照）。そのＰＷＭ信号は、フォトカプラなどで構成される図示しないベースドライブ回路を介してインバータ主回路３のトランジスタ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗにベース信号として与えられるようになっている。また、トランジスタ４Ｘ，４Ｙ，４Ｚには、前記ベース信号のレベルが反転されたものがベース信号として与えられる。
【００３４】
一方、回転数検出回路１０は、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの何れか１つについて、例えば１秒当たりの立上がりエッジの出力回数を永久磁石モータ６の回転数としてカウントし、その回転数に応じたレベルの電圧信号Ｖf （永久磁石モータ６の回転状態が反映された信号）を乗算回路（乗算手段）１８に出力することでＦ／Ｖ変換を行うようになっている。ここで、図４に示すように、永久磁石モータ６は回転数０〜６０Ｈｚの範囲で運転されるものとし、出力電圧Ｖf の範囲は、その回転数範囲に応じて、例えば０〜５Ｖでリニアに出力されるように設定されている。回転数が６０Ｈｚを超えた場合は、電圧Ｖf が５Ｖ一定で出力される。
【００３５】
また、直流母線２ｂには、変流器などの電流センサ（電流検出手段，トルク検出手段）１６が介挿されており、電流センサ１６の検出信号は、ピークホールド回路１７に与えられている。電流センサ１６によって検出される直流電源電流は、交流電源を整流，平滑した電流（直流リンク電流）であるため、その検出信号ＩL は、図５に示すように交流電源周波数でレベルが変動している。ピークホールド回路（電流値処理手段，トルク検出手段）１７は、コンデンサやオペアンプなどで構成される周知の回路であり、電流センサ１６の検出信号のピークレベルＶp をホールドして乗算回路（乗算手段，乗算装置）１８に出力するようになっている。
【００３６】
ここで、図６に示すように、永久磁石モータ６は負荷トルク０〜１Ｎ・ｍの範囲で運転されるものとし、出力電圧ＶT の範囲は、その負荷トルク範囲に応じて例えば０〜５Ｖでリニアに出力されるように設定されている。また、負荷トルクが１Ｎ・ｍを超えた場合は、ＶT が５Ｖ一定で出力される。
【００３７】
乗算回路１８は、詳細は後述するが、パルス変調動作を行なう回路で構成されており、回転数検出回路１０及びピークホールド回路１７より夫々出力される電圧信号レベルをアナログ的に乗算して、Ａ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換手段）１９に出力するようになっている。Ａ／Ｄ変換回路１９は、乗算回路１８より与えられるアナログ電圧信号をＡ／Ｄ変換し、デジタルデータを位相補正回路９に出力するようになっている。ここで、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換回路１９は、入力信号の電圧範囲０〜５Ｖを５ビットで変換し、“０”〜“３２”のデジタルデータを出力する。
【００３８】
位相補正回路９は、位置信号Ｈｕの立上がりエッジをトリガとして、Ａ／Ｄ変換回路１９より出力されるデジタルデータを位相補正値ＰC として位相推定回路１２のカウンタにロードするようになっている。即ち、位相推定回路１２のカウンタは、位置信号Ｈｕの立上がりでカウント値が本来“０”となるものであるが、位相補正回路９によってロードされるデータが初期値としてセットされることになる（図３（ｄ）参照）。
【００３９】
図８は、乗算回路１８の内部構成を中心として示すものであり、図９は、乗算回路１８の動作を示すタイミングチャートである。乗算回路１８は、三角波発生回路（搬送波発生手段）２０，比較回路（ＰＷＭ信号出力手段）２１，スイッチング部（スイッチング手段）２２及びフィルタ回路（平均化手段）２３によって構成されている。三角波発生回路２０は、ＰＷＭ信号の搬送波信号Ｖｃを三角波で出力し（図９（ａ）参照）、比較回路２１は、搬送波信号Ｖｃと回転数検出回路１０が出力する電圧Ｖｆとを比較することでＰＷＭ信号ＶPWMを出力する（図９（ｂ）参照）。
【００４０】
スイッチング部２２は、ＰＷＭ信号ＶPWMに応じてピークホールド回路１７が出力する電圧Ｖｐをスイッチングする素子、例えばトランジスタで構成されている。従って、スイッチング部２２が出力するパルス変調信号ＶPMは、図９（ｃ）に示すように、検出電圧Ｖｆのレベルに応じてＰＷＭデューティが変化すると共に、検出電圧Ｖｐのレベルに応じてパルス波高値が変化する波形となる。尚、図９（ｃ）では、縦軸の振幅レベルを誇張して図示している。また、三角波発生回路２０，比較回路２１，スイッチング部２２は、パルス変調手段２４を構成している。
【００４１】
即ち、検出電圧Ｖｆ，Ｖｐが何れも５Ｖであるとすると、ＰＷＭデューティは１００％でパルス波高値が５Ｖ、即ち５Ｖの直流信号となり、検出電圧Ｖｆ，ＶTが何れも２．５Ｖであるとすると、ＰＷＭデューティは５０％でパルス波高値が２．５Ｖのパルス信号となる。従って、これらの動作は、検出電圧Ｖｆ，Ｖｐの乗算を行なうことと等価である。そして、フィルタ回路２３は、時定数が少なくとも搬送波信号Ｖｃの周期よりも大きくなるように設定されているローパスフィルタとして構成されており、パルス変調信号ＶPMを平均化処理する。その結果、乗算回路１８より出力される乗算出力信号ＶMPは、図９（ｄ）に示すような直流信号として出力される。
【００４２】
ここで、図１０には、永久磁石モータ６のトルク［Ｎ・ｍ］及び回転数［Ｈｚ］に基づく、乗算出力信号ＶMPの変化を示す。即ち、乗算出力信号ＶMPは両者の積として得られるので、同じトルクに対して回転数が変化することで出力信号ＶMPはリニアに変化する。
【００４３】
また、図１１は、本発明の発明者が実測した結果であり、モータの回転数とトルクとを変化させた場合にモータの効率が最大となる、乗算出力信号ＶMPに相当する電圧信号レベルを測定したものである。回転数が低く且つトルクが小さい領域においては、誘起電圧波形の歪が大きくなるため線形性を示さなくなる傾向にあるが、概ね理論と一致したものとなっている。
【００４４】
ここで、図１において２点鎖線で囲んだ部分に内包される、周期測定回路８，位相補正回路９，パルス発生回路１１，位相推定回路１２，電圧信号形成回路１３，駆動信号形成回路１４，三角波発生回路１５，乗算回路１８及びＡ／Ｄ変換回路１９は、半導体集積回路装置２５として構成されている。
【００４５】
次に、本実施例の作用について図１２をも参照して説明する。外部より始動指令信号が出力されると、駆動信号形成回路１４に接続されている始動信号発生回路（図示せず）が１２０°通電信号を一定時間出力し、永久磁石モータ６を回転させる。すると、巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに誘起電圧が発生し、位置検出器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、その誘起電圧の発生に伴い回転子６Ｒにおいて発生する磁界の変化を検出して位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗを出力する。
【００４６】
周期測定回路８は、位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの立上がり，立ち下がりエッジを検出し、変化周期Ｔ（図３（ｂ）参照）に相当する時間をカウントし、そのカウント値である周期データＴD をパルス発生回路１１に出力する。パルス発生回路１１は、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの変化周期Ｔに応じた周波数ｆを３２逓倍した周波数３２ｆのクロックパルスＣＫを生成して位相推定回路１２に出力し（図３（ｃ）参照）、位相推定回路１２は、位置信号Ｈｕの立上がりエッジを基準としてクロックパルスＣＫの入力数をカウントする。
【００４７】
この時、位相推定回路１２には、位相補正回路９より位相補正値ＰC が初期値としてロードされる。その位相補正値ＰC は、上述したように、乗算回路１８が出力電圧Ｖf，Ｖpを乗算した結果をＡ／Ｄ変換したものである。永久磁石モータ６の回転数が高くなると回転数検出回路１０の出力電圧Ｖf が上昇し、永久磁石モータ６の負荷トルクが大きくなるとピークホールド回路１７の出力電圧Ｖpが上昇する。従って、位相補正値ＰC は、回転数，負荷トルクの何れかが大きくなると大きくなり、永久磁石モータ６に対する通電位相（転流タイミング）が進み側となるように補正される。
【００４８】
即ち、永久磁石モータ６の巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは抵抗及びインダクタンスで決定される時定数を有しているので、永久磁石モータ６のトルクを増加させるために通電電流を増加させると、これらの巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに流れる電流は印加電圧に対して時定数に相当する位相だけ遅れを生じる。この遅れ位相は永久磁石モータ６の回転数によらず一定であるから、回転数が高くなるほど（即ち、回転周期が短くなるほど）電流の位相遅れは相対的に増大することになる。
【００４９】
そして、永久磁石モータ６のトルクは誘起電圧を巻線電流との積で発生するので、巻線電流に位相遅れが生じるとトルクが低下して効率が低下することになり、最悪の場合には脱調のおそれもある。以上の原理に基づいて、位相補正値ＰC を、永久磁石モータ６の回転数，負荷トルクの検出電圧の乗算結果に応じて通電位相が進み側となるように設定している。
【００５０】
位相推定回路１２によってカウントされるカウント値ＣＮＴは電圧信号形成回路１３に与えられ、電圧信号形成回路１３は、電圧信号ＶSIN の波形データをカウント値ＣＮＴに応じて読み出し、Ｄ／Ａ変換して駆動信号形成回路１４に出力する。そして、駆動信号形成回路１４は、電圧信号ＶSIN のレベルと、前記三角波ＶTRのレベルとを比較してＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する（図３（ｅ），（ｆ）参照）。
【００５１】
すると、インバータ主回路３の出力端子３Ｕ，３Ｖ，３Ｗには、図８（ｂ）に示すように、正弦波の振幅率に基づくＰＷＭ波形の駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが発生して永久磁石モータ６が回転する。この時、各相巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗには正弦波状の通電電流が流れる。
【００５２】
以上のように本実施例によれば、パルス発生回路１１は、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの変化周期Ｔ内に３２個のクロックパルスＣＫを発生し、位相推定回路１２は、そのクロックパルスＣＫの数を位置信号Ｈｕの立上がりエッジを基準としてカウントして永久磁石モータ６の回転子６Ｒの位相を推定する。そして、電圧信号形成回路１３は、回転子６Ｒの位相に応じた所定の電圧信号ＶSIN をメモリから読み出して形成する。この場合、乗算回路１８は、回転数検出回路１０の出力電圧Ｖｆと、ピークホールド回路１７の出力電圧Ｖｐとを乗じた結果をＡ／Ｄ変換回路１９を介して位相補正回路９に出力するようにした。
【００５３】
即ち、特開２００１−３７２７９に開示されている技術においては、出力電圧ＶｆとＶｐとを加算した結果に基づいて位相補正を行うようにしていたが、モータの回転数，トルクの変動に応じて発生する通電位相の遅れに正確に対応するものでなかったため、得られる補正量は不足ぎみとなり、モータの効率を最大にすることができなかった。
【００５４】
これに対して、本実施例によれば、永久磁石モータ６の回転数或いは負荷トルクの上昇に応じて遅れを生じる永久磁石モータ６の通電電流位相を適切に進み側に補正することで、永久磁石モータ６の運転効率を高めることができる。そして、永久磁石モータ６の回転数及び負荷トルクに応じて変動する位相のずれを補正して適切な転流タイミングで各相巻線６Ｕ〜６Ｗに通電を行い、永久磁石モータ６を高い効率で運転することができる。そして、マイクロコンピュータを用いて複雑な演算を行ったり、データを記憶するための記憶装置を用いる必要がないので、構成が簡単になると共に補正処理を短時間で行うことができる。
【００５５】
また、乗算回路１８を、出力電圧Ｖpのレベルに応じて連続的に出力されるパルス信号ＶMPの振幅を変化させ、出力電圧Ｖfのレベルに応じて前記パルス信号ＶMPのデューティが変化するようにパルス変調を行うパルス変調手段２４と、パルス信号ＶMPを平均化処理するフィルタ回路２３とで構成した。
【００５６】
即ち、パルス信号ＶMPは２つの電圧信号Ｖｐ，Ｖｆのレベルに応じて振幅とデューティとが夫々変化するので、このようなパルス変調を行なうことは２つの電圧信号Ｖｐ，Ｖｆを乗算することと等価である。そして、そのパルス信号ＶMPが平均化処理された信号のレベル（直流レベル）は、２つの電圧信号Ｖｐ，Ｖｆの乗算結果を反映したものとなるので、簡単な構成によってアナログ電圧信号の乗算を行なうことができる。
【００５７】
ここで、乗算回路１８のように、極めて簡単な構成によって２つのアナログ信号をアナログ的に乗算するものは従来存在しなかった。従って、乗算回路１８のような乗算装置は、本実施例のインバータ装置に適用するものに限ることなく、２つのアナログ信号をアナログ的に乗算する必要があるものについて広く適用することが可能である。
【００５８】
また、本実施例によれば、直流電源１の電流を電流センサ１６によって検出し、その検出信号のピークレベルをピークホールド回路１７によりホールドするようにしたので、変動する直流電源電流の検出レベルを適切にサンプル処理してＡ／Ｄ変換し、位相補正回路９に出力することで、永久磁石モータ６の負荷トルクを位相補正値ＰC に適切に反映させることができる。
【００５９】
更に、本実施例によれば、周期測定回路８，位相補正回路９，パルス発生回路１１，位相推定回路１２，電圧信号形成回路１３，駆動信号形成回路１４，三角波発生回路１５，乗算回路１８及びＡ／Ｄ変換回路１９を半導体集積回路装置２５として構成したので、インバータ装置を小型に構成することができる。
【００６０】
（第２実施例）
図１３及び図１４は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。図１３に示すように、第２実施例の電気的構成は、第１実施例の構成に、速度制御回路（速度制御手段）２６を加えたものである。
【００６１】
即ち、速度制御回路２６の一方の入力端子には、外部より永久磁石モータ６の速度指令が電圧信号として与えられており、もう一方の入力端子には、回転数検出回路１０によってＦ／Ｖ変換された電圧信号Ｖｆが与えられている。そして、速度制御回路２６は、速度指令と回転数検出回路１０からの電圧信号Ｖｆとの差に応じて、両者が一致するように電圧指令を生成して電圧信号形成回路１３及び乗算回路１８に出力するようになっている。乗算回路１８は、第１実施例における電圧信号Ｖｆに代えて、速度制御回路２６が出力する電圧指令を乗算パラメータに用いている。その他の構成は第１実施例と同様である。
【００６２】
次に、第２実施例の作用について図１４をも参照して説明する。図１４は、永久磁石モータ６を無負荷で運転させた場合における回転数検出回路１０が出力する電圧信号Ｖｆと、速度制御回路２６が出力する電圧指令との関係を示すものである。この図１４に示すように、無負荷時には、電圧信号Ｖｆと電圧指令とが同じ電圧となるように回転数検出回路１０におけるＦ／Ｖ変換レートを調整してある。
【００６３】
そして、一定回転数（速度）で制御する場合、永久磁石モータ６に負荷がかかると、速度制御回路２６は、速度を一定に維持するために電圧指令値を上昇させる。すると、乗算回路１８においては、電圧指令と電圧信号Ｖｐとが乗算されて位相指令値が上昇する。従って、永久磁石モータ６の負荷トルクが上昇するのに応じて、通電タイミング位相が進み側となるように補正が行われる。
【００６４】
以上のように第２実施例によれば、速度制御回路２６は、外部より与えられる速度指令と、その速度指令に応じて永久磁石モータ６が駆動された結果、回転数検出回路１０が出力する電圧信号Ｖｆとの差に応じて電圧指令を設定し、乗算回路１８は、前記電圧指令と電圧信号Ｖｐとを乗算するようにした。
【００６５】
従って、永久磁石モータ６の負荷トルクが上昇するのに応じて、転流タイミングを進めるように補正することができる。また、永久磁石モータ６の回転数を、外部より与えられる速度指令に極力一致させるように制御することができる。
【００６６】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
第１実施例において、周期測定回路８は、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの何れかの信号レベルが変化する周期を測定したが、何れか１つの位置信号の周期を測定しても良い。そして、位置検出器７Ｕ〜７Ｗを何れか１相のみについて設けても良い。
【００６７】
パルス発生手段は、変化周期を３２逓倍するものに限らず、２以上の整数であれば何逓倍でも良い。また、位相推定手段が各パルスの発生タイミング情報を予め得るようにすれば、変化周期を複数逓倍するものに限らず、例えば、１変化周期内に、複数個のパルスを発生させる構成であっても良い。
ピークホールド回路１７に代えて、電流値処理手段として、電流センサ１６が出力する検出電圧レベルを積分回路で平均化しても良いし、また、所定のタイミングでサンプルホールドするサンプルホールド回路を配置しても良い。
電圧信号形成手段において形成する電圧信号波形は、正弦波に基づくものに限らず、例えば、図１５（ａ）に示すような波形であっても良い。このような波形の場合、永久磁石モータ６の端子電圧波形は略半周期の間０Ｖとなる。斯様な波形であっても１２０°通電信号に比較して永久磁石モータの振動や騒音を低減することは可能である。また、インバータ主回路３の最大出力電圧を高めることができる。
【００６８】
搬送波発生手段は、三角波に限ることなく、搬送波として鋸歯状波を発生させるものでも良い。
位置信号出力手段は、位置検出器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗに限ることなく、分圧抵抗やコンパレータなどを用いて、巻線６Ｕ〜６Ｖに発生する誘起電圧波形のゼロクロス点（極性変化点）を検出して位置信号を出力するものでも良い。
電圧信号形成回路１３は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相毎に対応してＲＯＭを設けて、位相推定回路１２より出力されるカウンタの同じアドレスに対して、Ｖ相対応のＲＯＭからはＵ相対応のＲＯＭに対して１２０°遅れの波形データ値が読み出されるようにし、Ｗ相対応のＲＯＭからはＵ相対応のＲＯＭに対して２４０°遅れの波形データ値が読み出されるようにしてデータを記憶させても良い。
【００６９】
乗算回路１８を、電圧信号Ｖｆ，Ｖｐを入れ替えて、電圧信号Ｖｆを電圧信号Ｖｐのレベルに応じてデューティが変化するようにスイッチングしても良い。また、第２実施例において、速度制御回路２６が出力する電圧指令に代えて、速度指令を乗算するように構成しても良い。
半導体集積回路装置２５に、ピークホールド回路１７と、回転数検出回路１０とを加えたものを半導体集積回路装置として構成しても良く、斯様に構成すれば、インバータ装置を更に小型に構成することができる。
【００７０】
【発明の効果】
請求項１載のインバータ装置によれば、乗算手段は、トルク検出手段によって出力される電圧信号と永久磁石モータの回転状態が反映される電圧信号とを乗算し、位相補正手段は、乗算手段によって出力される電圧信号をＡ／Ｄ変換したデジタルデータを補正値として、永久磁石モータの回転子の位相を推定する位相推定手段に出力するようにした。従って、位相補正を従来よりも適切に行なうことができる。また、パルス変調手段によって出力されるパルス信号が平均化処理された信号のレベルは、２つの電圧信号の乗算結果を反映したものとなるので、簡単な構成によってアナログ信号の乗算を行なうことができる。
【００７１】
請求項９記載の半導体集積回路装置によれば、請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置に使用される周期測定手段と，パルス発生手段，位相推定手段，位相補正手段，電圧信号形成手，搬送波発生手段，駆動信号形成手段，乗算手段，Ａ／Ｄ変換手段を集積回路として構成するので、請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置を小型に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例であり、インバータ装置の電気的構成を示す機能ブロック図
【図２】永久磁石モータの固定子巻線に発生する誘起電圧と位置信号との関係を示す図
【図３】各信号のタイミングチャート
【図４】回転数検出回路における、周波数（永久磁石モータの回転数）−電圧変換特性を示す図
【図５】電流センサによって検出される直流電源電流に応じた電圧波形図
【図６】ピークホールド回路におけるホールドレベルと永久磁石モータの負荷トルクとの関係を示す図
【図７】Ａ／Ｄ変換回路におけるＡ／Ｄ変換特性を示す図
【図８】乗算回路内部の構成を中心として示す機能ブロック図
【図９】乗算回路の動作を示すタイミングチャート
【図１０】永久磁石モータのトルク及び回転数に応じて変化する、乗算回路の出力特性を示す図
【図１１】本発明の発明者が、モータの回転数とトルクとを変化させた場合にモータの効率が最大となる、乗算出力信号ＶMPに相当する電圧信号レベルを測定した結果を示す図
【図１２】（ａ）は電圧信号ＶSIN 及び搬送波信号ＶTR、（ｂ）は永久磁石モータの各相端子電圧、（ｃ）はＵ−Ｖ相間電圧波形を示す
【図１３】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図１４】無負荷運転時における回転数検出回路が出力するＦ／Ｖ変換電圧信号と、速度制御回路が出力する電圧指令との関係を示す
【図１５】変形例を示す図１２相当図
【符号の説明】
１は直流電源、３はインバータ主回路（駆動手段）、６は永久磁石モータ、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは固定子巻線、６Ｒは回転子、７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは位置検出器（位置信号出力手段）、８は周期測定回路（周期測定手段）、９は位相補正回路（位相補正手段）、１０は回転数検出回路（回転数検出手段）、１１はパルス発生回路（パルス発生手段）、１２は位相推定回路（位相推定手段）、１３は電圧信号形成回路（電圧信号形成手段）、１４は駆動信号形成回路（駆動信号形成手段）、１５は三角波発生回路（搬送波発生手段）、１６は電流センサ（電流検出手段，トルク検出手段）、１７はピークホールド回路（電流値処理手段，トルク検出手段）、１８は乗算回路（乗算手段，乗算装置）、１９はＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換手段）、２０は三角波発生回路（搬送波発生手段）、２１は比較回路（ＰＷＭ信号出力手段）、２２はスイッチング部（スイッチング手段）、２３はフィルタ回路（平均化手段）、２４はパルス変調手段、２５は半導体集積回路装置、２６は速度制御回路（速度制御手段）を示す。
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばファンやポンプ等を負荷とする永久磁石モータを駆動制御するためのインバータ装置、このインバータ装置に使用される半導体集積回路装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
インバータ装置における駆動方式の１つに、永久磁石モータたるブラシレスモータの回転子の位置を検出して位置信号を得て、その位置信号に基づいて固定子巻線に対する通電位相角（転流タイミング）を決定するものがある。斯様な駆動方式では、位置信号の位相がモータの回転数や負荷トルクなどに応じてずれるため、通電位相においてもずれを生じ、モータの効率が低下してしまうという問題がある。
【０００３】
この問題を解決する従来技術として、例えば特開平７−１１１７９５号公報に開示されているものがある。この従来技術では、モータの回転数及び負荷トルクを検出し、それらの検出値に応じた補正位相値をマイクロコンピュータが記憶装置のデータマップより読み出す。そして、その補正位相値に相当する時間を演算して通電切換信号の出力タイミングを補正することで、モータを最適な位相で１２０°通電して駆動するようにしている。
【０００４】
しかしながら、この従来技術においては、補正位相値に相当する時間を得るためにマイクロコンピュータが複雑な演算を行う必要があり、その演算を行うための制御プログラムを作成する必要がある。また、その演算を行うために、マップを含む各種データを記憶するための記憶装置も必要となる。更に、位相を最適に補正した場合でも、モータを矩形波によって１２０°通電するため、振動や騒音が発生するという問題があった。
【０００５】
そこで、本発明の発明者は、特開２００１−３７２７９に開示されている技術を考案した。この技術は、パルス発生回路が永久磁石モータの回転子の位置に応じて出力される三相の位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの変化周期Ｔ内に複数個のクロックパルスＣＫを発生すると、位相推定回路は、そのクロックパルスＣＫの数を位置信号Ｈｕの立上がりエッジを基準としてカウントすることで回転子の詳細な位相を推定する。そして、電圧信号形成回路は、回転子の位相に応じた所定の電圧信号ＶSIN をメモリから読み出して形成出力する。
【０００６】
この時、位相補正回路は、位置信号Ｈｕの立上がりエッジにおいて位相推定回路のカウンタに位相補正値ＰC をセットすることで位相を補正するが、その位相補正値ＰC として、永久磁石モータ６の回転数に応じた電圧信号と負荷トルクに応じた電圧信号とを加算してＡ／Ｄ変換した値を用いるように構成したものである。
【０００７】
斯様に構成された上記技術によれば、永久磁石モータの回転数及び負荷トルクに応じて変動する位相のずれを補正して適切な転流タイミングで各相巻線に通電を行い、永久磁石モータを高い効率で運転することができる。そして、マイクロコンピュータを用いて複雑な演算を行ったりデータを記憶するための記憶装置を用いる必要がないので、構成が簡単になると共に補正処理を短時間で行うことができる、といった効果が得られるようになり、技術課題をある程度解決することができた。
【０００８】
しかしながら、その後、発明者が研究を進めた結果、特開２００１−３７２７９で開示した技術では、通電位相の補正が適切に行なわれているとは言い難い部分があった。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、通電位相の補正をより適切に行なうことができるインバータ装置、このインバータ装置に使用される半導体集積回路装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１載のインバータ装置は、永久磁石モータを構成する回転子の回転位置に応じ、複数相の固定子巻線に発生する誘起電圧に対して一定の位相関係を有する位置信号を出力する位置信号出力手段と、
前記位置信号の変化周期を測定する周期測定手段と、
前記変化周期内に複数個のクロックパルスを発生するパルス発生手段と、
前記クロックパルスの発生数をカウントするカウンタを備え、前記位置信号の変化するタイミングを基準とする前記カウンタのカウント値に基づいて前記回転子の位相を推定する位相推定手段と、
前記タイミングにおいて、前記カウンタに補正値をセットして前記回転子の位相を補正する位相補正手段と、
前記回転子の位相に応じて所定の電圧信号を形成する電圧信号形成手段と、
ＰＷＭ信号の搬送波を出力する搬送波発生手段と、
前記電圧信号の信号レベルと前記搬送波の信号レベルとを比較して、駆動信号を形成する駆動信号形成手段と、
前記駆動信号に基づいて、前記複数相の固定子巻線に通電する駆動手段と、
前記永久磁石モータのトルクを検出し、検出したトルクに応じた電圧信号を出力するトルク検出手段と、
このトルク検出手段によって出力される電圧信号と、前記永久磁石モータの回転状態が反映される電圧信号とを乗算する乗算手段と、
この乗算手段によって出力される電圧信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段とを備え、
前記乗算手段を、永久磁石モータの回転状態が反映される電圧信号と、トルク検出手段によって出力される電圧信号との何れか一方の電圧信号レベルに応じて連続的に出力されるパルス信号の振幅を変化させると共に、前記パルス信号のデューティを他方の電圧信号レベルに応じて変化させるようにパルス変調を行うパルス変調手段と、このパルス変調手段によって出力されるパルス信号を平均化処理する平均化手段とで構成し、
前記位相補正手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段によって出力されるデジタルデータを補正値とすることを特徴とする。
【００１１】
即ち、モータのトルクを増加させるために通電電流を増加させる場合、電流は、巻線が有するインダクタンス分により所定の傾きをもって増加することになるので、電流波形は遅れ位相側にシフトする傾向を示す。そして、モータのトルクは巻線に通電される電流と巻線に発生する誘起電圧との積に比例するので、トルクの発生効率を最適に維持するためには、電流の増加に応じて通電位相を進み側にシフトさせる必要がある。
【００１２】
一方、モータの回転数を上昇させようとすると、その上昇に応じて通電周期が短くなり、同じ通電期間に対応する通電位相は大きくなるから、モータのトルクと回転数とをパラメータとして通電位相を補正するには、両者のパラメータを乗算した結果に基づいて行うことが適切である。従って、請求項１のように構成することで、位相補正をより適切に行なうことができるようになる。
また、パルス変調手段によって出力されるパルス信号は、２つの電圧信号のレベルに応じて振幅とデューティとが夫々変化するので、このようなパルス変調を行なうことは、２つの電圧信号を乗算することと等価である。そして、そのパルス信号が平均化処理された信号のレベル（直流レベル）は、２つの電圧信号の乗算結果を反映したものとなるので、簡単な構成によってアナログ信号の乗算を行なうことができる。
【００１３】
この場合、請求項２に記載したように、永久磁石モータの回転数を検出し、検出した回転数に応じた電圧信号を出力する回転数検出手段を備え、
乗算手段を、トルク検出手段によって出力される電圧信号と、前記回転数検出手段によって出力される電圧信号とを乗算するように構成すると良い。斯様に構成すれば、位相補正を永久磁石モータの実際の回転数に応じて適切に行なうことができる。
【００１４】
また、請求項３に記載したように、乗算手段を、トルク検出手段によって出力される電圧信号と、永久磁石モータの回転速度を設定するために外部より与えられる速度指令とを乗算するように構成しても良い。または、請求項４に記載したように、電圧指令を永久磁石モータの回転速度を設定するために外部より与えられる速度指令と回転数検出手段によって出力される電圧信号との差に応じて出力する速度制御手段を備え、乗算手段を、トルク検出手段によって出力される電圧信号と前記電圧指令とを乗算するように構成しても良く、斯様に構成した場合も、位相補正を適切に行なうことができる。
【００１５】
以上の場合において、請求項５乃至８に記載したように、トルク検出手段を、駆動手段に駆動用電源として供給される直流電源の電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段によって検出される電流値をサンプル処理して電圧信号を出力する電流値処理手段とで構成し（請求項５）、具体的には、電流値処理手段を、電流検出手段によって検出される電流値を平均値処理する（請求項６）、また、サンプルホールド処理する（請求項７）、また、ピークホールド処理する（請求項８）ように構成すると良い。
【００１６】
即ち、直流電源の電流値は永久磁石モータの負荷トルクに比例する。また、このような直流電源は、通常交流電源を整流して生成されるため電流値の検出レベルは常に変動する。従って、その電流値の検出信号を、例えば平滑回路などにより平均値処理したり（請求項６）、また、サンプルホールド回路によりサンプルホールド処理したり（請求項７）、或いは、ピークホールド回路によりピークホールド処理する（請求項８）ことで、直流電源電流の検出レベルを適切にサンプル処理してＡ／Ｄ変換し、位相補正手段に出力することができる。
【００１９】
請求項９記載の半導体集積回路装置は、請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置に使用される周期測定手段と，パルス発生手段，位相推定手段，位相補正手段，電圧信号形成手，搬送波発生手段，駆動信号形成手段，乗算手段，Ａ／Ｄ変換手段を集積回路として構成する。従って、請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置を小型に構成することができる。
【００２０】
この場合、請求項１０に記載したように、トルク検出手段と請求項２記載のインバータ装置に使用される回転数検出手段をも加えて集積回路として構成しても良く、斯様に構成すれば、インバータ装置を更に小型に構成することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について、図１乃至図１２を参照して説明する。電気的構成を示す図１において、直流電源１は、商用交流電源をダイオードブリッジなどにより全波整流し、平滑コンデンサ（何れも図示せず）により平滑して生成されたものである。その直流電源１の正，負両端子は、直流母線２ａ，２ｂを介してインバータ主回路（駆動手段）３の電源入力端子に接続されている。
【００２４】
インバータ主回路３は、６個のトランジスタ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ及び４Ｘ，４Ｙ，４Ｚを三相ブリッジ接続して構成されており、各トランジスタ４のコレクタ−エミッタ間には、フライホイールダイオード５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ及び５Ｘ，５Ｙ，５Ｚが接続されている。インバータ主回路３の出力端子３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは、例えばブラシレスモータ等の永久磁石モータ６において、一端がスター結線されている各相固定子巻線（以下、単に巻線と称す）６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの他方の端子に夫々接続されている。
【００２５】
また、永久磁石モータ６は、それらの巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗと所定の空隙を有するように配置され、永久磁石で構成される回転子６Ｒを有している。そして、永久磁石モータ６の内部には、回転子６Ｒの回転位置を検出するために、ホールＩＣで構成される位置検出器（位置信号出力手段）７（７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ）が配置されている。そして、位置検出器７（７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ）によって出力される位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは、周期測定回路（周期測定手段）８，位相補正回路（位相補正手段）９及び回転数検出回路（回転数検出手段）１０に与えられている。
【００２６】
位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは、図２に示すように、各相巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに発生する誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの正半波期間がハイレベル，負半波期間がロウレベルとなる信号に対して、例えば電気角で３０°位相遅れとなる信号として出力されるように位置検出器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗが配置されている。
【００２７】
周期測定回路８は、位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの何れかの信号レベルが変化するタイミングである立上がり，立下がりエッジを検出し、それらの出力間隔、即ち変化周期Ｔ（図３（ｂ）参照）に相当する時間をカウンタ（図示せず）によりカウントする。そして、そのカウント値を周期データＴD としてパルス発生回路（パルス発生手段）１１に出力するようになっている。尚、前記カウンタのカウント周期は、変化周期Ｔに比較して十分短くなるように設定されている。また、変化周期Ｔは、電気角６０°に相当する。
【００２８】
パルス発生回路１１は、例えばデジタルＰＬＬ回路を応用した周波数逓倍回路として構成されており、例えば、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの変化周期Ｔに応じた周波数をｆとすると、その周波数ｆを３２逓倍した周波数３２ｆ（周期Ｔ／３２）のクロックパルスＣＫを生成して出力するようになっている（図３（ｃ）参照）。
【００２９】
具体的には、例えば、周期測定回路８より与えられた周期データＴD をラッチして５ビット右シフトし周期データＴD/32を得ると、その周期データＴD/32を、周期測定回路８のカウンタと同じカウント周期でダウンカウントする。そして、カウント値が０になった時点でクロックパルスを発生して位相推定回路（位相推定手段）１２に出力し、それと同時に、次に与えられた周期データＴD をラッチしてシフトした後、ダウンカウンタにセットする。以上の処理を繰り返すことで、周波数３２ｆのクロックパルスＣＫが生成出力される。
【００３０】
位相推定回路１２は、例えば位置信号Ｈｕの立上がりエッジを基準（カウント値“０”）としてクロックパルスＣＫの入力数をカウンタによりカウントし、そのカウント値ＣＮＴを以て、永久磁石モータ６の回転子６Ｒの詳細な回転位置（位相）を推定する。即ち、カウント値“１”は、電気角６０°／３２＝１．８７５°に相当することになる。従って、位相推定回路１２は、“１９２”をカウントした時点で電気角３６０°に達して（図３（ｄ）参照）、次周期の位置信号Ｈｕの立上がりエッジが与えられることになる。位相推定回路１２によってカウントされたカウント値ＣＮＴは、電圧信号形成回路（電圧信号形成手段）１３に与えられるようになっている。
【００３１】
電圧信号形成回路１３は、例えばＲＯＭ及びＤ／Ａ変換回路などで構成されており、図３（ｅ）に示すように、正弦波の振幅率を有する電圧信号ＶSIN の波形データが記憶されている。尚、電圧信号ＶSIN の交流振幅の負の最大値がデータ“０”となるように、オフセットが加えられている。そして、位相推定回路１２より与えられるカウント値ＣＮＴは、電圧信号ＶSIN の波形データの読出しアドレスとして与えられ、回転子６Ｒの回転位置に応じた波形データが読み出されるようになっている。
【００３２】
また、電圧信号形成回路１３には、外部より電圧指令（図示せず）が与えられるようになっており、読み出された電圧信号ＶSIN の波形データ値には、その電圧指令に応じた係数が乗じられるようになっている。そして、その波形データ値をＤ／Ａ変換したアナログ電圧信号が駆動信号形成回路（駆動信号形成手段）１４に出力されるようになっている。また、電圧信号形成回路１３は、例えば、位置信号Ｈｕを基準としてＵ相に対応する電圧信号ＶSIN の波形データ値を読み出すと、その波形データ値を基準として１２０°，２４０°遅れ位相に対応する波形データ値をＶ相，Ｗ相に対応する波形データ値とする。そして、夫々をＤ／Ａ変換して駆動信号形成回路１４に出力するようになっている。
【００３３】
三角波発生回路（搬送波発生手段）１５は、図３（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号の搬送波たる三角波ＶTRを発生し、駆動信号形成回路１４に出力するようになっている。駆動信号形成回路１４は、コンパレータなどで構成されており、電圧信号形成回路１３より与えられる電圧信号ＶSIN のレベルと、前記三角波ＶTRのレベルとを比較して、前者のレベルが高い場合にハイレベルとなるＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する（図３（ｆ）参照）。そのＰＷＭ信号は、フォトカプラなどで構成される図示しないベースドライブ回路を介してインバータ主回路３のトランジスタ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗにベース信号として与えられるようになっている。また、トランジスタ４Ｘ，４Ｙ，４Ｚには、前記ベース信号のレベルが反転されたものがベース信号として与えられる。
【００３４】
一方、回転数検出回路１０は、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの何れか１つについて、例えば１秒当たりの立上がりエッジの出力回数を永久磁石モータ６の回転数としてカウントし、その回転数に応じたレベルの電圧信号Ｖf （永久磁石モータ６の回転状態が反映された信号）を乗算回路（乗算手段）１８に出力することでＦ／Ｖ変換を行うようになっている。ここで、図４に示すように、永久磁石モータ６は回転数０〜６０Ｈｚの範囲で運転されるものとし、出力電圧Ｖf の範囲は、その回転数範囲に応じて、例えば０〜５Ｖでリニアに出力されるように設定されている。回転数が６０Ｈｚを超えた場合は、電圧Ｖf が５Ｖ一定で出力される。
【００３５】
また、直流母線２ｂには、変流器などの電流センサ（電流検出手段，トルク検出手段）１６が介挿されており、電流センサ１６の検出信号は、ピークホールド回路１７に与えられている。電流センサ１６によって検出される直流電源電流は、交流電源を整流，平滑した電流（直流リンク電流）であるため、その検出信号ＩL は、図５に示すように交流電源周波数でレベルが変動している。ピークホールド回路（電流値処理手段，トルク検出手段）１７は、コンデンサやオペアンプなどで構成される周知の回路であり、電流センサ１６の検出信号のピークレベルＶp をホールドして乗算回路（乗算手段，乗算装置）１８に出力するようになっている。
【００３６】
ここで、図６に示すように、永久磁石モータ６は負荷トルク０〜１Ｎ・ｍの範囲で運転されるものとし、出力電圧ＶT の範囲は、その負荷トルク範囲に応じて例えば０〜５Ｖでリニアに出力されるように設定されている。また、負荷トルクが１Ｎ・ｍを超えた場合は、ＶT が５Ｖ一定で出力される。
【００３７】
乗算回路１８は、詳細は後述するが、パルス変調動作を行なう回路で構成されており、回転数検出回路１０及びピークホールド回路１７より夫々出力される電圧信号レベルをアナログ的に乗算して、Ａ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換手段）１９に出力するようになっている。Ａ／Ｄ変換回路１９は、乗算回路１８より与えられるアナログ電圧信号をＡ／Ｄ変換し、デジタルデータを位相補正回路９に出力するようになっている。ここで、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換回路１９は、入力信号の電圧範囲０〜５Ｖを５ビットで変換し、“０”〜“３２”のデジタルデータを出力する。
【００３８】
位相補正回路９は、位置信号Ｈｕの立上がりエッジをトリガとして、Ａ／Ｄ変換回路１９より出力されるデジタルデータを位相補正値ＰC として位相推定回路１２のカウンタにロードするようになっている。即ち、位相推定回路１２のカウンタは、位置信号Ｈｕの立上がりでカウント値が本来“０”となるものであるが、位相補正回路９によってロードされるデータが初期値としてセットされることになる（図３（ｄ）参照）。
【００３９】
図８は、乗算回路１８の内部構成を中心として示すものであり、図９は、乗算回路１８の動作を示すタイミングチャートである。乗算回路１８は、三角波発生回路（搬送波発生手段）２０，比較回路（ＰＷＭ信号出力手段）２１，スイッチング部（スイッチング手段）２２及びフィルタ回路（平均化手段）２３によって構成されている。三角波発生回路２０は、ＰＷＭ信号の搬送波信号Ｖｃを三角波で出力し（図９（ａ）参照）、比較回路２１は、搬送波信号Ｖｃと回転数検出回路１０が出力する電圧Ｖｆとを比較することでＰＷＭ信号ＶPWMを出力する（図９（ｂ）参照）。
【００４０】
スイッチング部２２は、ＰＷＭ信号ＶPWMに応じてピークホールド回路１７が出力する電圧Ｖｐをスイッチングする素子、例えばトランジスタで構成されている。従って、スイッチング部２２が出力するパルス変調信号ＶPMは、図９（ｃ）に示すように、検出電圧Ｖｆのレベルに応じてＰＷＭデューティが変化すると共に、検出電圧Ｖｐのレベルに応じてパルス波高値が変化する波形となる。尚、図９（ｃ）では、縦軸の振幅レベルを誇張して図示している。また、三角波発生回路２０，比較回路２１，スイッチング部２２は、パルス変調手段２４を構成している。
【００４１】
即ち、検出電圧Ｖｆ，Ｖｐが何れも５Ｖであるとすると、ＰＷＭデューティは１００％でパルス波高値が５Ｖ、即ち５Ｖの直流信号となり、検出電圧Ｖｆ，ＶTが何れも２．５Ｖであるとすると、ＰＷＭデューティは５０％でパルス波高値が２．５Ｖのパルス信号となる。従って、これらの動作は、検出電圧Ｖｆ，Ｖｐの乗算を行なうことと等価である。そして、フィルタ回路２３は、時定数が少なくとも搬送波信号Ｖｃの周期よりも大きくなるように設定されているローパスフィルタとして構成されており、パルス変調信号ＶPMを平均化処理する。その結果、乗算回路１８より出力される乗算出力信号ＶMPは、図９（ｄ）に示すような直流信号として出力される。
【００４２】
ここで、図１０には、永久磁石モータ６のトルク［Ｎ・ｍ］及び回転数［Ｈｚ］に基づく、乗算出力信号ＶMPの変化を示す。即ち、乗算出力信号ＶMPは両者の積として得られるので、同じトルクに対して回転数が変化することで出力信号ＶMPはリニアに変化する。
【００４３】
また、図１１は、本発明の発明者が実測した結果であり、モータの回転数とトルクとを変化させた場合にモータの効率が最大となる、乗算出力信号ＶMPに相当する電圧信号レベルを測定したものである。回転数が低く且つトルクが小さい領域においては、誘起電圧波形の歪が大きくなるため線形性を示さなくなる傾向にあるが、概ね理論と一致したものとなっている。
【００４４】
ここで、図１において２点鎖線で囲んだ部分に内包される、周期測定回路８，位相補正回路９，パルス発生回路１１，位相推定回路１２，電圧信号形成回路１３，駆動信号形成回路１４，三角波発生回路１５，乗算回路１８及びＡ／Ｄ変換回路１９は、半導体集積回路装置２５として構成されている。
【００４５】
次に、本実施例の作用について図１２をも参照して説明する。外部より始動指令信号が出力されると、駆動信号形成回路１４に接続されている始動信号発生回路（図示せず）が１２０°通電信号を一定時間出力し、永久磁石モータ６を回転させる。すると、巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに誘起電圧が発生し、位置検出器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、その誘起電圧の発生に伴い回転子６Ｒにおいて発生する磁界の変化を検出して位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗを出力する。
【００４６】
周期測定回路８は、位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの立上がり，立ち下がりエッジを検出し、変化周期Ｔ（図３（ｂ）参照）に相当する時間をカウントし、そのカウント値である周期データＴD をパルス発生回路１１に出力する。パルス発生回路１１は、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの変化周期Ｔに応じた周波数ｆを３２逓倍した周波数３２ｆのクロックパルスＣＫを生成して位相推定回路１２に出力し（図３（ｃ）参照）、位相推定回路１２は、位置信号Ｈｕの立上がりエッジを基準としてクロックパルスＣＫの入力数をカウントする。
【００４７】
この時、位相推定回路１２には、位相補正回路９より位相補正値ＰC が初期値としてロードされる。その位相補正値ＰC は、上述したように、乗算回路１８が出力電圧Ｖf，Ｖpを乗算した結果をＡ／Ｄ変換したものである。永久磁石モータ６の回転数が高くなると回転数検出回路１０の出力電圧Ｖf が上昇し、永久磁石モータ６の負荷トルクが大きくなるとピークホールド回路１７の出力電圧Ｖpが上昇する。従って、位相補正値ＰC は、回転数，負荷トルクの何れかが大きくなると大きくなり、永久磁石モータ６に対する通電位相（転流タイミング）が進み側となるように補正される。
【００４８】
即ち、永久磁石モータ６の巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは抵抗及びインダクタンスで決定される時定数を有しているので、永久磁石モータ６のトルクを増加させるために通電電流を増加させると、これらの巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに流れる電流は印加電圧に対して時定数に相当する位相だけ遅れを生じる。この遅れ位相は永久磁石モータ６の回転数によらず一定であるから、回転数が高くなるほど（即ち、回転周期が短くなるほど）電流の位相遅れは相対的に増大することになる。
【００４９】
そして、永久磁石モータ６のトルクは誘起電圧を巻線電流との積で発生するので、巻線電流に位相遅れが生じるとトルクが低下して効率が低下することになり、最悪の場合には脱調のおそれもある。以上の原理に基づいて、位相補正値ＰC を、永久磁石モータ６の回転数，負荷トルクの検出電圧の乗算結果に応じて通電位相が進み側となるように設定している。
【００５０】
位相推定回路１２によってカウントされるカウント値ＣＮＴは電圧信号形成回路１３に与えられ、電圧信号形成回路１３は、電圧信号ＶSIN の波形データをカウント値ＣＮＴに応じて読み出し、Ｄ／Ａ変換して駆動信号形成回路１４に出力する。そして、駆動信号形成回路１４は、電圧信号ＶSIN のレベルと、前記三角波ＶTRのレベルとを比較してＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する（図３（ｅ），（ｆ）参照）。
【００５１】
すると、インバータ主回路３の出力端子３Ｕ，３Ｖ，３Ｗには、図８（ｂ）に示すように、正弦波の振幅率に基づくＰＷＭ波形の駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが発生して永久磁石モータ６が回転する。この時、各相巻線６Ｕ，６Ｖ，６Ｗには正弦波状の通電電流が流れる。
【００５２】
以上のように本実施例によれば、パルス発生回路１１は、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの変化周期Ｔ内に３２個のクロックパルスＣＫを発生し、位相推定回路１２は、そのクロックパルスＣＫの数を位置信号Ｈｕの立上がりエッジを基準としてカウントして永久磁石モータ６の回転子６Ｒの位相を推定する。そして、電圧信号形成回路１３は、回転子６Ｒの位相に応じた所定の電圧信号ＶSIN をメモリから読み出して形成する。この場合、乗算回路１８は、回転数検出回路１０の出力電圧Ｖｆと、ピークホールド回路１７の出力電圧Ｖｐとを乗じた結果をＡ／Ｄ変換回路１９を介して位相補正回路９に出力するようにした。
【００５３】
即ち、特開２００１−３７２７９に開示されている技術においては、出力電圧ＶｆとＶｐとを加算した結果に基づいて位相補正を行うようにしていたが、モータの回転数，トルクの変動に応じて発生する通電位相の遅れに正確に対応するものでなかったため、得られる補正量は不足ぎみとなり、モータの効率を最大にすることができなかった。
【００５４】
これに対して、本実施例によれば、永久磁石モータ６の回転数或いは負荷トルクの上昇に応じて遅れを生じる永久磁石モータ６の通電電流位相を適切に進み側に補正することで、永久磁石モータ６の運転効率を高めることができる。そして、永久磁石モータ６の回転数及び負荷トルクに応じて変動する位相のずれを補正して適切な転流タイミングで各相巻線６Ｕ〜６Ｗに通電を行い、永久磁石モータ６を高い効率で運転することができる。そして、マイクロコンピュータを用いて複雑な演算を行ったり、データを記憶するための記憶装置を用いる必要がないので、構成が簡単になると共に補正処理を短時間で行うことができる。
【００５５】
また、乗算回路１８を、出力電圧Ｖpのレベルに応じて連続的に出力されるパルス信号ＶMPの振幅を変化させ、出力電圧Ｖfのレベルに応じて前記パルス信号ＶMPのデューティが変化するようにパルス変調を行うパルス変調手段２４と、パルス信号ＶMPを平均化処理するフィルタ回路２３とで構成した。
【００５６】
即ち、パルス信号ＶMPは２つの電圧信号Ｖｐ，Ｖｆのレベルに応じて振幅とデューティとが夫々変化するので、このようなパルス変調を行なうことは２つの電圧信号Ｖｐ，Ｖｆを乗算することと等価である。そして、そのパルス信号ＶMPが平均化処理された信号のレベル（直流レベル）は、２つの電圧信号Ｖｐ，Ｖｆの乗算結果を反映したものとなるので、簡単な構成によってアナログ電圧信号の乗算を行なうことができる。
【００５７】
ここで、乗算回路１８のように、極めて簡単な構成によって２つのアナログ信号をアナログ的に乗算するものは従来存在しなかった。従って、乗算回路１８のような乗算装置は、本実施例のインバータ装置に適用するものに限ることなく、２つのアナログ信号をアナログ的に乗算する必要があるものについて広く適用することが可能である。
【００５８】
また、本実施例によれば、直流電源１の電流を電流センサ１６によって検出し、その検出信号のピークレベルをピークホールド回路１７によりホールドするようにしたので、変動する直流電源電流の検出レベルを適切にサンプル処理してＡ／Ｄ変換し、位相補正回路９に出力することで、永久磁石モータ６の負荷トルクを位相補正値ＰC に適切に反映させることができる。
【００５９】
更に、本実施例によれば、周期測定回路８，位相補正回路９，パルス発生回路１１，位相推定回路１２，電圧信号形成回路１３，駆動信号形成回路１４，三角波発生回路１５，乗算回路１８及びＡ／Ｄ変換回路１９を半導体集積回路装置２５として構成したので、インバータ装置を小型に構成することができる。
【００６０】
（第２実施例）
図１３及び図１４は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。図１３に示すように、第２実施例の電気的構成は、第１実施例の構成に、速度制御回路（速度制御手段）２６を加えたものである。
【００６１】
即ち、速度制御回路２６の一方の入力端子には、外部より永久磁石モータ６の速度指令が電圧信号として与えられており、もう一方の入力端子には、回転数検出回路１０によってＦ／Ｖ変換された電圧信号Ｖｆが与えられている。そして、速度制御回路２６は、速度指令と回転数検出回路１０からの電圧信号Ｖｆとの差に応じて、両者が一致するように電圧指令を生成して電圧信号形成回路１３及び乗算回路１８に出力するようになっている。乗算回路１８は、第１実施例における電圧信号Ｖｆに代えて、速度制御回路２６が出力する電圧指令を乗算パラメータに用いている。その他の構成は第１実施例と同様である。
【００６２】
次に、第２実施例の作用について図１４をも参照して説明する。図１４は、永久磁石モータ６を無負荷で運転させた場合における回転数検出回路１０が出力する電圧信号Ｖｆと、速度制御回路２６が出力する電圧指令との関係を示すものである。この図１４に示すように、無負荷時には、電圧信号Ｖｆと電圧指令とが同じ電圧となるように回転数検出回路１０におけるＦ／Ｖ変換レートを調整してある。
【００６３】
そして、一定回転数（速度）で制御する場合、永久磁石モータ６に負荷がかかると、速度制御回路２６は、速度を一定に維持するために電圧指令値を上昇させる。すると、乗算回路１８においては、電圧指令と電圧信号Ｖｐとが乗算されて位相指令値が上昇する。従って、永久磁石モータ６の負荷トルクが上昇するのに応じて、通電タイミング位相が進み側となるように補正が行われる。
【００６４】
以上のように第２実施例によれば、速度制御回路２６は、外部より与えられる速度指令と、その速度指令に応じて永久磁石モータ６が駆動された結果、回転数検出回路１０が出力する電圧信号Ｖｆとの差に応じて電圧指令を設定し、乗算回路１８は、前記電圧指令と電圧信号Ｖｐとを乗算するようにした。
【００６５】
従って、永久磁石モータ６の負荷トルクが上昇するのに応じて、転流タイミングを進めるように補正することができる。また、永久磁石モータ６の回転数を、外部より与えられる速度指令に極力一致させるように制御することができる。
【００６６】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
第１実施例において、周期測定回路８は、位置信号Ｈｕ〜Ｈｗの何れかの信号レベルが変化する周期を測定したが、何れか１つの位置信号の周期を測定しても良い。そして、位置検出器７Ｕ〜７Ｗを何れか１相のみについて設けても良い。
【００６７】
パルス発生手段は、変化周期を３２逓倍するものに限らず、２以上の整数であれば何逓倍でも良い。また、位相推定手段が各パルスの発生タイミング情報を予め得るようにすれば、変化周期を複数逓倍するものに限らず、例えば、１変化周期内に、複数個のパルスを発生させる構成であっても良い。
ピークホールド回路１７に代えて、電流値処理手段として、電流センサ１６が出力する検出電圧レベルを積分回路で平均化しても良いし、また、所定のタイミングでサンプルホールドするサンプルホールド回路を配置しても良い。
電圧信号形成手段において形成する電圧信号波形は、正弦波に基づくものに限らず、例えば、図１５（ａ）に示すような波形であっても良い。このような波形の場合、永久磁石モータ６の端子電圧波形は略半周期の間０Ｖとなる。斯様な波形であっても１２０°通電信号に比較して永久磁石モータの振動や騒音を低減することは可能である。また、インバータ主回路３の最大出力電圧を高めることができる。
【００６８】
搬送波発生手段は、三角波に限ることなく、搬送波として鋸歯状波を発生させるものでも良い。
位置信号出力手段は、位置検出器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗに限ることなく、分圧抵抗やコンパレータなどを用いて、巻線６Ｕ〜６Ｖに発生する誘起電圧波形のゼロクロス点（極性変化点）を検出して位置信号を出力するものでも良い。
電圧信号形成回路１３は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相毎に対応してＲＯＭを設けて、位相推定回路１２より出力されるカウンタの同じアドレスに対して、Ｖ相対応のＲＯＭからはＵ相対応のＲＯＭに対して１２０°遅れの波形データ値が読み出されるようにし、Ｗ相対応のＲＯＭからはＵ相対応のＲＯＭに対して２４０°遅れの波形データ値が読み出されるようにしてデータを記憶させても良い。
【００６９】
乗算回路１８を、電圧信号Ｖｆ，Ｖｐを入れ替えて、電圧信号Ｖｆを電圧信号Ｖｐのレベルに応じてデューティが変化するようにスイッチングしても良い。また、第２実施例において、速度制御回路２６が出力する電圧指令に代えて、速度指令を乗算するように構成しても良い。
半導体集積回路装置２５に、ピークホールド回路１７と、回転数検出回路１０とを加えたものを半導体集積回路装置として構成しても良く、斯様に構成すれば、インバータ装置を更に小型に構成することができる。
【００７０】
【発明の効果】
請求項１載のインバータ装置によれば、乗算手段は、トルク検出手段によって出力される電圧信号と永久磁石モータの回転状態が反映される電圧信号とを乗算し、位相補正手段は、乗算手段によって出力される電圧信号をＡ／Ｄ変換したデジタルデータを補正値として、永久磁石モータの回転子の位相を推定する位相推定手段に出力するようにした。従って、位相補正を従来よりも適切に行なうことができる。また、パルス変調手段によって出力されるパルス信号が平均化処理された信号のレベルは、２つの電圧信号の乗算結果を反映したものとなるので、簡単な構成によってアナログ信号の乗算を行なうことができる。
【００７１】
請求項９記載の半導体集積回路装置によれば、請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置に使用される周期測定手段と，パルス発生手段，位相推定手段，位相補正手段，電圧信号形成手，搬送波発生手段，駆動信号形成手段，乗算手段，Ａ／Ｄ変換手段を集積回路として構成するので、請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置を小型に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例であり、インバータ装置の電気的構成を示す機能ブロック図
【図２】永久磁石モータの固定子巻線に発生する誘起電圧と位置信号との関係を示す図
【図３】各信号のタイミングチャート
【図４】回転数検出回路における、周波数（永久磁石モータの回転数）−電圧変換特性を示す図
【図５】電流センサによって検出される直流電源電流に応じた電圧波形図
【図６】ピークホールド回路におけるホールドレベルと永久磁石モータの負荷トルクとの関係を示す図
【図７】Ａ／Ｄ変換回路におけるＡ／Ｄ変換特性を示す図
【図８】乗算回路内部の構成を中心として示す機能ブロック図
【図９】乗算回路の動作を示すタイミングチャート
【図１０】永久磁石モータのトルク及び回転数に応じて変化する、乗算回路の出力特性を示す図
【図１１】本発明の発明者が、モータの回転数とトルクとを変化させた場合にモータの効率が最大となる、乗算出力信号ＶMPに相当する電圧信号レベルを測定した結果を示す図
【図１２】（ａ）は電圧信号ＶSIN 及び搬送波信号ＶTR、（ｂ）は永久磁石モータの各相端子電圧、（ｃ）はＵ−Ｖ相間電圧波形を示す
【図１３】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図１４】無負荷運転時における回転数検出回路が出力するＦ／Ｖ変換電圧信号と、速度制御回路が出力する電圧指令との関係を示す
【図１５】変形例を示す図１２相当図
【符号の説明】
１は直流電源、３はインバータ主回路（駆動手段）、６は永久磁石モータ、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは固定子巻線、６Ｒは回転子、７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは位置検出器（位置信号出力手段）、８は周期測定回路（周期測定手段）、９は位相補正回路（位相補正手段）、１０は回転数検出回路（回転数検出手段）、１１はパルス発生回路（パルス発生手段）、１２は位相推定回路（位相推定手段）、１３は電圧信号形成回路（電圧信号形成手段）、１４は駆動信号形成回路（駆動信号形成手段）、１５は三角波発生回路（搬送波発生手段）、１６は電流センサ（電流検出手段，トルク検出手段）、１７はピークホールド回路（電流値処理手段，トルク検出手段）、１８は乗算回路（乗算手段，乗算装置）、１９はＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換手段）、２０は三角波発生回路（搬送波発生手段）、２１は比較回路（ＰＷＭ信号出力手段）、２２はスイッチング部（スイッチング手段）、２３はフィルタ回路（平均化手段）、２４はパルス変調手段、２５は半導体集積回路装置、２６は速度制御回路（速度制御手段）を示す。
Claims (10)
- 永久磁石モータを構成する回転子の回転位置に応じ、複数相の固定子巻線に発生する誘起電圧に対して一定の位相関係を有する位置信号を出力する位置信号出力手段と、
前記位置信号の変化周期を測定する周期測定手段と、
前記変化周期内に複数個のクロックパルスを発生するパルス発生手段と、
前記クロックパルスの発生数をカウントするカウンタを備え、前記位置信号の変化するタイミングを基準とする前記カウンタのカウント値に基づいて前記回転子の位相を推定する位相推定手段と、
前記タイミングにおいて、前記カウンタに補正値をセットして前記回転子の位相を補正する位相補正手段と、
前記回転子の位相に応じて所定の電圧信号を形成する電圧信号形成手段と、
ＰＷＭ信号の搬送波を出力する搬送波発生手段と、
前記電圧信号の信号レベルと前記搬送波の信号レベルとを比較して、駆動信号を形成する駆動信号形成手段と、
前記駆動信号に基づいて、前記複数相の固定子巻線に通電する駆動手段と、
前記永久磁石モータのトルクを検出し、検出したトルクに応じた電圧信号を出力するトルク検出手段と、
このトルク検出手段によって出力される電圧信号と、前記永久磁石モータの回転状態が反映される電圧信号とを乗算する乗算手段と、
この乗算手段によって出力される電圧信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段とを備え、
前記乗算手段は、
永久磁石モータの回転状態が反映される電圧信号と、トルク検出手段によって出力される電圧信号との何れか一方の電圧信号レベルに応じて連続的に出力されるパルス信号の振幅を変化させると共に、前記パルス信号のデューティを他方の電圧信号レベルに応じて変化させるようにパルス変調を行うパルス変調手段と、
このパルス変調手段によって出力されるパルス信号を平均化処理する平均化手段とで構成され、
前記位相補正手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段によって出力されるデジタルデータを補正値とすることを特徴とするインバータ装置。 - 永久磁石モータの回転数を検出し、検出した回転数に応じた電圧信号を出力する回転数検出手段を備え、
乗算手段は、トルク検出手段によって出力される電圧信号と、前記回転数検出手段によって出力される電圧信号とを乗算するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - 乗算手段は、トルク検出手段によって出力される電圧信号と、永久磁石モータの回転速度を設定するために外部より与えられる速度指令とを乗算するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
- 電圧指令を、永久磁石モータの回転速度を設定するために外部より与えられる速度指令と回転数検出手段によって出力される電圧信号との差に応じて出力する速度制御手段を備え、
乗算手段は、トルク検出手段によって出力される電圧信号と、前記電圧指令とを乗算するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - トルク検出手段は、
駆動手段に駆動用電源として供給される直流電源の電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段によって検出される電流値をサンプル処理して電圧信号を出力する電流値処理手段とで構成されることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のインバータ装置。 - 電流値処理手段は、電流検出手段によって検出される電流値を平均値処理することを特徴とする請求項５記載のインバータ装置。
- 電流値処理手段は、電流検出手段によって検出される電流値をサンプルホールド処理することを特徴とする請求項５記載のインバータ装置。
- 電流値処理手段は、電流検出手段によって検出される電流値をピークホールド処理することを特徴とする請求項５記載のインバータ装置。
- 請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置に使用され、
周期測定手段と、パルス発生手段と、位相推定手段と、位相補正手段と、電圧信号形成手段と、搬送波発生手段と、駆動信号形成手段と、乗算手段と、Ａ／Ｄ変換手段とを、集積回路として構成したことを特徴とする半導体集積回路装置。 - トルク検出手段と、請求項２記載のインバータ装置に使用される回転数検出手段をも加えて集積回路として構成したことを特徴とする請求項９記載の半導体集積回路装置。
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