CN108574434A - 集成电路 - Google Patents

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Abstract

本实施方式的集成电路，具备：PWM生成部，基于输入的载波及各相的占空比指令值，以追踪电机的旋转位置的方式，生成3相PWM信号模式；检测定时信号生成部，基于PWM信号的载波，生成检测定时信号；电流变化量检测部，根据检测定时信号，求出输入的电机相电流的变化量；旋转位置推定部，基于相电流的变化量，推定电机旋转位置，PWM生成部，根据在载波的1个周期内由检测定时信号生成部生成的固定的4个检测定时信号，生成电流变化量检测部能够检测与2种电压向量期间对应的相电流变化量的3相的PWM信号模式。旋转位置推定部在2种电压向量期间分别检测2相的电流变化量，求出这2相的电流变化量的差分值，基于差分值，推定旋转位置。

Description

集成电路
技术领域
本发明的实施方式涉及3相永磁同步电机的控制中使用的集成电路。
背景技术
以往，作为推定永磁同步电机的旋转位置的方法，在从中速区域到高速区域，例如根据对电机的输入电压和电流，运算与永磁同步电机的速度成比例的感应电压、转子磁通，并基于感应电压来进行推定的方法被广泛使用。此外，在感应电压信息较少的极低速的区域，利用转子的凸极性，利用电感包含旋转位置信息的点，对永磁同步电机施加与驱动频率无关的感测所用的交流信号，并根据电压电流的关系来推定旋转位置的方法也被提出几个(例如，日本国专利第3454212号公报)。
上述的推定方式都是，除了在运算中使用逆变器对电机施加的驱动电压以外，还根据所算出出的感应电压、电感或者以其为准的信号来计算旋转位置，因此需要使用PI控制器、观测器等。因此，需要单独地设计、调整对这些控制器设定的增益等的参数。并且，随着电机的驱动状态、所设定的参数，无传感器控制有不稳定化的问题，为了代替作为通常使用的位置传感器即旋转变压器、编码器、霍尔传感器等使用，需要较高的设计技术及经验。
此外，作为从中速区域到高速区域中的无传感器驱动方式，有如下方式，检测进行120度通电时的无通电区间产生的感应电压的相位，并基于该相位切换通电相的方式。该方式能够实现不需要控制器的设计等的无传感器驱动，但通电方式限定于120度通电，因此存在电机电流畸变而噪音恶化的课题。另外，以下，在将电机的旋转速区域分成两部分时，表现为低速区域、高速区域。
发明内容
本实施方式的集成电路具备：PWM生成部，基于输入的载波及各相的占空比指令值，以追踪3相永磁同步电机的旋转位置的方式生成3相的PWM信号模式；
检测定时信号生成部，基于上述PWM信号的载波，生成检测定时信号；
电流变化量检测部，根据上述检测定时信号，求出输入的上述电机的相电流的变化量；以及
旋转位置推定部，基于上述相电流的变化量，推定上述电机的旋转位置，
上述PWM生成部，根据在上述载波的1个周期内通过上述检测定时信号生成部生成的固定的4个检测定时信号，以上述电流变化量检测部能够检测与2种电压向量期间对应的相电流变化量的方式，生成3相的PWM信号模式，
上述旋转位置推定部，在上述2种电压向量期间的每个电压向量期间检测2相的电流变化量，求出这2相的电流变化量的差分值即第1、第2电流变化量差分值，基于上述第1、第2电流变化量差分值，推定上述旋转位置。
附图说明
图1是表示第1实施方式中包含集成电路的电机驱动控制装置的构成的功能框图，
图2是用空间向量表示构成逆变器电路的开关元件的导通状态的图，
图3是表示在低速区域使用的各相的电流变化量与旋转位置的关系的图，
图4是表示在高速区域使用的电流变化量及电流变化量差分值与旋转位置的关系的图，
图5是表示各相的PWM载波及脉冲信号和电流检测定时的图，
图6是表示在第2实施方式中使用比较器生成旋转位置信号的构成的图。
具体实施方式
本实施方式的集成电路具备：PWM生成部，基于输入的载波及各相的占空比指令值，以追踪3相永磁同步电机的旋转位置的方式生成3相的PWM信号模式；
检测定时信号生成部，基于上述PWM信号的载波，生成检测定时信号；
电流变化量检测部，根据上述检测定时信号，求出输入的上述电机的相电流的变化量；以及
旋转位置推定部，基于上述相电流的变化量，推定上述电机的旋转位置，
上述PWM生成部，根据在上述载波的1个周期内通过上述检测定时信号生成部生成的固定的4个检测定时信号，以上述电流变化量检测部能够检测与2种电压向量期间对应的相电流变化量的方式，生成3相的PWM信号模式，
上述旋转位置推定部，在上述2种电压向量期间的每个电压向量期间检测2相的电流变化量，求出这2相的电流变化量的差分值即第1、第2电流变化量差分值，基于上述第1、第2电流变化量差分值，推定上述旋转位置。
(第1实施方式)
以下，参照图1至图5，对第1实施方式进行说明。图1是表示电机驱动控制装置的构成的功能框图。直流电源1，是驱动转子具备永磁铁的永磁同步电机(以下，简称为电机)2的电力源。直流电源1也可以是将交流电源变换为直流的部件。逆变器电路3是将6个开关元件，例如N沟道MOSFET4U+、4V+、4W+、4U－、4V－、4W－3相桥式连接而构成，基于通过后述的PWM生成部5生成的3相量的6个开关信号，生成驱动电机2的电压。
电压检测部6检测直流电源1的电压Vdc。电流检测部7u、7v、7w连接在逆变器电路3的负侧FET4U－、4V－、4W－的源极与负侧电源线之间。这些电流检测部7，一般用使用了分流电阻、霍尔CT等的电流传感器及信号处理电路构成，检测电机2中流通的各相电流Iu、Iv、Iw。
电流变化量检测部8，基于从后述的检测定时信号生成部9输入的检测定时信号t1～t4，对相电流进行4次检测，并计算每2次的检测值的差分值作为变化量dIu(010)、dIv(001)、dIu(001)、dIw(010)、dIv(001)。旋转位置运算部10根据上述变化量dIu(010)、dIv(001)、dIu(001)，计算电机2的旋转位置检测值θc1。电流变化量差分值运算部11根据电流变化量dIu(010)、dIu(001)、dIw(010)、dIv(001)，运算电流变化量差分值dI(010)、dI(110)。旋转位置运算部12根据电流变化量差分值dI(010)、dI(001)，计算电机2的旋转位置检测值θc2。旋转位置检测值θc1、θc2被输入至旋转位置选择部13。
旋转位置选择部13在电机2的转速属于低速区域时选择旋转位置检测值θc1，在上述转速属于中速区域以上时选择旋转位置检测值θc2，并作为旋转位置θc输出。低速区域与中速区域的阈值例如为电机2的额定转速的5％～10％左右。电机2的转速从输入的旋转位置检测值θc1、θc2的变化时间求出。
3相电压指令值生成部14，根据作为指令值的电压振幅指令值Vamp和电压相位指令值φv，生成3相的电压指令值Vu、Vv、Vw。占空比生成部15，通过将3相电压指令值Vu、Vv、Vw除以直流电压Vdc来运算各相的调制指令Du、Dv、Dw。PWM生成部5将3相调制指令Du、Dv、Dw、从载波生成部16输入的各相的PWM载波、载波进行比较，生成各相的PWM信号脉冲。对每1相的脉冲附加死区时间，生成分别对3相上下的N沟道MOSFET4输出的开关信号U+、U－、V+、V－、W+、W－。
在以上的构成中，除了电机2、逆变器电路3、3相电压指令值生成部14、占空比生成部15及载波生成部16以外的部件，构成集成电路17或微型计算机等。另外，这些功能作为集成电路构成时，能够通过硬件或软件、或硬件与软件的协作来实现。在例如仅用硬件实现的情况下用门阵列构成，在一部分使用软件实现的情况下，用微型计算机、DSP(DigitalSignal Processor)构成。
这里，对本实施方式中的旋转位置检测方法的原理进行说明。(1)式是表示具有凸极性的同步电动机的3相电感。
【数式1】
如(1)式所示，各相的电感Lu、Lv、Lw根据旋转位置θ而变化。通过利用该电感的相对于旋转位置的依赖性，即使在电机的速度在零附近的条件下，也能够推定旋转位置。
图2用被称为空间向量的方法表示构成逆变器电路的开关元件的导通状态。例如(1，0，0)表示U相上侧的开关元件导通、V相及W相的上侧开关元件截止的状态，电压向量存在V0～V7这8个模式。
这里，将施加电压向量V1(1，0，0)时的电机的相间电压方程式示于(2)式。从上起表示UV线间电压、VW线间电压、WU线间电压。
【数式2】
其中，Vdc是直流电压，Eu、Ev、Ew是各相的感应电压，R是绕线电阻，Iu＿V1、Iv＿V1、Iw＿V1是施加电压向量V1时的3相电流值。这里，在电机转速为极低速、且基于绕线电阻的电压降和感应电压与直流电压Vdc相比非常小的情况下，(2)式中的各相的电流微分值能够使用(3)式并近似为(4)式。
【数式3】
这里，在将电感值L0、L1和直流电压Vdc如(5)式那样置为A时，(4)式能够变形为(6)式。
【数式4】
同样地，求出电压向量V3(010)施加过程中的U相电流微分值dIu(010)/dt、电压向量V5(001)施加过程中的U相电流微分值dIu(001)/dt及V相电流微分值dIv(001)/dt，对这些电流微分值乘以微分时间dt而作为电流变化量，归纳后为(7)式。
【数式5】
这3个电流变化量如图3所示那样、是具有直流偏移量量dt/A，以振幅L1dt/(AL0)根据旋转位置2θ，以各自的相位差2/3变化的交流信号。并且，使用这些电流变化量，通过(8)式进行3相/2相变换，通过(9)式进行反正切运算，从而获得旋转位置θ。
【数式6】
这里，从(9)式求出的旋转位置θ，是从2θ分频的，因此在原理上具有±180°的误差。因此，为了在电机驱动前的停止状态判定是上述的哪个，需要初始位置的等同算法。对于此，以作为以往的公知技术的使用了磁饱和的特性的方式进行判定。关于本公知技术，有例如下述的文献等的方法。
电气学会论文集D(工业应用部门集)Vol.125(2005)，No.3「使用脉冲电压的表面磁同步电机的初始旋转位置推定法」，山本修，荒隆裕
通过以上的算法，能够根据检测到的电流变化量来推定电机的旋转位置。并且，以上的算法不是基于各相的感应电压，而是基于电感值进行位置推定，所以如前述那样对于在电机的低速区域中应用是有效的。因此，该算法通过旋转位置运算部10来执行，求出旋转位置检测值θc1。
接下来，对在电机的中速到高速区域中应用的旋转位置推定的算法进行说明。即，在电机向中速区域移转时，用于求出(4)式的条件不成立，所以需要使用与低速区域不同的推定算法。被施加了例如电压向量V3(010)的状态的U、W相的相电压方程式以(10)式表示。这里，(10)式右边第3项的感应电压如用(11)式表示那样具有旋转位置θ的信息。
【数式7】
Eu＝-ωφasin(θ)
其中，
Vu(010)：电压向量V3施加时的U相电压[V]
Vw(010)：电压向量V3施加时的W相电压[V]
dIu(010)：电压向量V3施加时的时刻t1～t2期间的U相电流变化量[A]
dIw(010)：电压向量V3施加时的时刻t1～t2期间的W相电流变化量[A]
θ：电机旋转位置[rad]
R：电机绕线电阻[Ω]
Lu、Lw：电机相电感[H]
ω：电机角速度[rad/S]
a：电枢交链磁通[Wb]。
这里，电机角速度ω十分快，与(10)、(11)式右边第1项的由基于绕线电阻R的电压降、凸极性所引起的电感Lu、Lw的变化量相比，右边第3项的感应电压项足够大的情况下，能够近似为RI＝0。并且，在(10)、(11)式中，若电流变化量的测定时间均匀且t2－t1＝t时使用各相电流变化量dI，则能够用(12)式运算与UW相间的感应电压Euw成比例的值。通过(11)式可知，(12)式是从旋转位置θ滞后了－π/6的信号。
【数式8】
(12)式是在使用了电压向量V3的情况下检测到的值，但使用电压向量V5施加过程中的电流微分值Iv(001)、Iu(001)时，为(13)式。另外，如图5所示，时刻t3～t4是在施加电压向量V5时求出V相、W相电流变化量的时间，设为t2－t1＝t4－t3＝t。
【数式9】
(12)式相当于第1电流变化量差分值，(13)式相当于第2电流变化量差分值。这里，(12)、(13)式是偏移量为零而相位偏移了120度的正弦波信号，因此使用两信号用下述的(14)式进行运算时，通过它们可获得如图4所示的120度相位差的信号。
【数式10】
如果将以(12)～(14)式表示的3个信号与(8)式同样地进行3相2相变换，并与(9)式同样地进行其反正切运算，则能够求出增加了π/6后的旋转位置θ。
【数式11】
该推定算法通过旋转位置运算部12执行，求出旋转位置检测值θc2。
接下来，对用(7)，(12)及(13)式表示的各电压向量施加过程中的电流变化量的检测方法进行说明。在本实施方式中，需要检测电压向量V3施加过程中的U相及W相电流、电压向量V5施加过程中的U相及V相电流。因此，如图5所示那样，关于生成各相的PWM信号所用的载波，使用波形分别不同的3种。例如U相是三角波载波，V相是倒锯齿载波、W相是锯齿波载波。载波生成部13生成这些载波。使用这些载波来生成PWM信号时，以U相的三角波载波为基准的情况下，
U相PWM脉冲：以三角波的波谷为基准向两侧产生
V相PWM脉冲：以三角波的波峰为基准向左侧产生
W相PWM脉冲：以三角波的波峰为基准向右侧产生。
并且，检测定时信号生成部9如图5所示那样提供4次的电流的检测定时信号t1～t4。
·用于检测U相的电流变化量dIu(010)及W相的电流变化量dIw(010)的信号t1、t2，是比三角波的波峰提前Δt的时刻及三角波的波峰的时刻
·用于检测U相的电流变化量dIu(001)及V相的电流变化量dIv(001)的信号t3、t4，是三角波的波峰的时刻及比三角波的波峰滞后Δt的时刻
以上述作为基准。
此外，实际上在刚刚产生脉冲后、噪声对电流检测值的影响较大的情况也存在，所以有时使检测定时从上述的基准值偏移数μs左右。并且，这些t1～t4的检测定时，与对逆变器电路3输入的PWM信号无关而始终一定，即为被固定的4个定时。
并且，磁极位置选择部13如前所述那样，根据电机的速度切换并输出通过旋转位置运算部10求出的旋转位置θc1和通过旋转位置运算部12求出的旋转位置θc2。
如以上那样，通过本实施方式，检测定时信号生成部9基于PWM信号的载波，生成检测定时信号t1～t4，电流变化量检测部8根据上述信号t1～t4，求出通过电流检测部7u、7v、7w检测的相电流的变化量dIu(010)、dIu(001)、dIv(001)、dIw(010)。旋转位置运算部10基于电流变化量dIu(010)、dIu(001)、dIv(001)，推定低速区域中的电机2的旋转位置θc1。
此外，电流变化量差分值运算部11，求出电流变化量dIu(010)、dIw(010)的差分值dI(010)、及电流变化量dIv(001)、dIu(001)的差分值dI(001)。旋转位置运算部12基于电流变化量dIv(001)、dIu(001)及它们的差dI(010－001)，推定高速区域中的电机2的旋转位置θc2。
并且，旋转位置选择部13，在电机2的旋转速度属于低速区域时选择旋转位置θc1，在属于高速区域时选择旋转位置θc2，来推定位置θ。由此，不使用具有高价的运算能力的运算器，而使用仅基于检测到的电流变化量的大小关系的简易的算法的廉价的运算器，就能够实现从电机2的停止或低速区域一直到高速区域的无传感器驱动。并且，不限于120度通电方式，也能够应用于例如180度通电方式等。
在该情况下，PWM生成部5，在PWM载波的1个周期内，根据固定的4个检测定时信号t1～t4，以电流变化量检测部8能够检测与2种电压向量期间V3、V5对应的各相电流变化量的方式生成3相的PWM信号模式。
具体而言，PWM生成部5，对于3相的PWM信号中的U相，以PWM载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、前进侧这两个方向使占空比Du增减；对于V相，以上述任意的相位为基准向滞后侧、前进侧中的一个方向使占空比Dv增减，对于W相，以上述任意的相位为基准向与上述方向相反的方向使占空比Dw增减。
此外，PWM生成部5基于载波的振幅最大或最小的相位，设定产生各相的PWM脉冲的基准，所以基准的设定变得简单。并且，PWM生成部5，对于U相，使用三角波作为载波，对于V相，使用振幅表示出最大的相位与上述三角波的振幅表示出最大或最小的相位一致的锯齿状波作为载波，对于W相，使用相对于上述锯齿状波为反相的锯齿状波作为载波。此时，基于各载波振幅的最大值或最小值全部一致的相位，设定各相的基准。由此，能够简单地设定各相的PWM脉冲的伸长方向。
根据本实施方式，无论对电机2施加的电压的大小如何，都能够通过在电压向量V3及V5的产生期间中获得的电流变化量，运算旋转位置θ。即，不依赖于电机2的控制状态，因此能够与电机2的速度·电流控制等相区别而构成旋转位置推定装置。因此，本实施方式的构成能够在微型计算机的内部以硬件方式设置。例如能够作为前述的速度·电流控制等构筑为软件、并通过硬件或软件或它们的协作来实现旋转位置推定装置部分的构成，而设置在微型计算机、集成电路内。
(第2实施方式)
以下，对与第1实施方式相同的部分附以同一符号并省略说明，对不同的部分进行说明。在第2实施方式中，将120度相位差的信号的大小关系如图6所示那样通过比较器21A、21B、21C在任2个信号间进行比较，生成与大小对应的脉冲信号。在图6中，关于信号1，对于旋转位置运算部10设为dIu(001)，对于旋转位置运算部12设为dI(010－001)，关于信号2，设为相同的dIu(001)、dI(001)，关于信号3，设为相同的dIv(001)、dI(001)。
通过比较器21A～21C输出的各脉冲信号，是具有根据旋转位置而与霍尔传感器、编码器等位置传感器同样地变化的相位差的信号。因此，通过进行与上述位置传感器的传感器信号同样的处理，能够求出电机2的旋转位置。
(其他的实施方式)
为了如各实施方式那样产生3相的PWM信号，不限于使用3种载波，既可以利用相位平移功能等，也可以利用对1种载波的占空比设定定时、脉冲产生的比较极性等进行变更等的方法。
电流变化量检测部8，在载波周期内检测3相的电流的定时，不需要必须以载波的电平表示出最小或最大的相位为基准，只要在能够检测3相的电流的范围内基于载波的任意的相位设定即可。
此外，检测电流的定时不需要与PWM载波的周期一致，例如可以以载波周期的2倍、4倍的周期进行检测。因此，对电流变化量检测部8输入的电流检测定时信号，不需要是从载波获得的信号本身，也可以是以单独的计时器生成的信号。
电流检测部，既可以是分流电阻，也可以是CT。
开关元件可以使用MOSFET、IGBT、功率晶体管、SiC、GaN等宽带隙半导体等。
对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子提示的，意图不是限定发明的范围。这些新的实施方式，能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形，包含在发明的范围及主旨中，并且包含在权利要求书记载的发明及其等同的范围中。

Claims (6)

1.一种集成电路，具备：
PWM生成部，基于输入的载波及各相的占空比指令值，以追踪3相永磁同步电机的旋转位置的方式生成3相的PWM信号模式；
检测定时信号生成部，基于上述PWM信号的载波，生成检测定时信号；
电流变化量检测部，根据上述检测定时信号，求出输入的上述电机的相电流的变化量；以及
旋转位置推定部，基于上述相电流的变化量，推定上述电机的旋转位置，
上述PWM生成部，根据在上述载波的1个周期内通过上述检测定时信号生成部生成的固定的4个检测定时信号，以上述电流变化量检测部能够检测与2种电压向量期间对应的相电流变化量的方式，生成3相的PWM信号模式，
上述旋转位置推定部，在上述2种电压向量期间的每个电压向量期间检测2相的电流变化量，求出这2相的电流变化量的差分值即第1、第2电流变化量差分值，基于上述第1、第2电流变化量差分值，推定上述旋转位置。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中，
上述旋转位置推定部以如下方式切换，该方式为，在上述电机在低速域运转的区域，在上述2种电压向量期间中的第1电压向量期间检测1相的电流变化量，在第2电压向量期间检测2相的电流变化量，基于这3个电流变化量，推定上述旋转位置；在上述电机在高速域运转的区域，基于上述第1、第2电流变化量差分值，推定上述旋转位置。
3.根据权利要求1或2所述的集成电路，其中，
上述PWM生成部，
对于3相的PWM信号中的1相，以上述载波周期的任意的相位为基准，向滞后侧、前进侧这两个方向使占空比增减，
对于其他的1相，以上述载波周期的任意的相位为基准，向滞后侧、前进侧中的一个方向使占空比增减，
对于剩余的1相，以上述载波周期的任意的相位为基准，向与上述方向相反的方向使占空比增减。
4.根据权利要求1所述的集成电路，其中，
该集成电路作为微型计算机而构成。
5.根据权利要求2所述的集成电路，其中，
该集成电路作为微型计算机而构成。
6.根据权利要求3所述的集成电路，其中，
该集成电路作为微型计算机而构成。
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