JP6208005B2 - 電動機の磁極位置推定装置、インバータ装置及び電動機システム - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、インバータ駆動の電動機における各相電流に基づいて、電動機の磁極位置を推定する技術に関する。

従来から、電動機を適切に制御するために、磁極位置の検出が行われている。磁極位置の検出とは、電動機の電気角座標での位置である電気角位相を検出することである。磁極位置の検出には、ロータリーエンコーダ、レゾルバ、ホール素子等の位置センサを用いる方法もある。しかし、コストや構造上の制約の点から、位置センサを設けることができない場合もある。

そこで、位置センサを用いずに、電流や電圧情報から磁極位置を推定する方法が行われている。かかる方法としては、例えば、誘起電圧利用型と、インダクタンス利用型とがある。誘起電圧利用型は、電動機の速度に比例する誘起電圧を、電動機への入力電圧と電流より演算し、この誘起電圧に基づいて推定する手法である。これは、電動機の回転により発生する誘起電圧が、磁極位置である電動機の電気角に応じて変化することを利用した推定方法である。

このような誘起電圧利用型の場合、電動機の回転数が高い高速領域では十分な精度が得られる。しかし、回転数が低い低速領域では、誘起電圧の振幅が小さくなるか、発生しないため、停止時や低速時には正確な推定ができない。

一方、インダクタンス利用型は、電動機のインダクタンスを電流や電圧情報から算出し、磁極位置を推定する手法である。これは、電動機のインダクタンスが、電動機の電気角に応じて２倍の周期で変化することを利用した推定方法である。

インダクタンス利用型の推定方法として、例えば、駆動周波数に関係しないセンシングのための交流信号を電動機に印加し、電圧電流の関係から磁極位置を推定する方法がいくつか提案されている。

このようにインダクタンスを求めるために印加する交流信号の周波数は、キャリア周波数以下、数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ程度である。しかし、この場合、人の可聴域に電動機の電流リプル周波数が入るため、騒音が増加してしまう。

これに対処するため、特許文献１では、キャリア周期の半周期毎に、各相のＰＷＭ幅を制御することにより、キャリア周波数と同周波数の高周波電流を発生させ、騒音を抑制しながら磁極位置を推定する手法が提案されている。

特許第３４５４２１２号公報

上記のように、インバータ出力に含まれる高周波成分、あるいはキャリア周波数成分の高周波電流を利用して磁極位置を推定する方法は、高周波電圧によって流れる高周波電流が、インバータ出力の基本波成分の電圧に対して外乱となる。しかし、キャリア周波数は、電動機の回転速度に対して十分に大きいため、発生する高周波電流は、トルクに対する外乱とはならない。また、磁極位置推定においては、電流帰還値にローパスフィルタを付加する等の必要はない。よって、この方法は、制御システムとしての応答性が良好となるという利点がある。

但し、キャリア周波数の高周波電流の大きさは、電動機のパラメータに依存して決まる。このため、実用化の観点から考えると、キャリア周波数と同周波数の高周波電流を発生させることによる影響は、使用する電動機に応じて異なり、様々なシステムに対して汎用的に適用することが困難である。

より具体的には、突極性が小さい、あるいはインダクタンスが大きい電動機では、キャリア周波数の電流リプル成分が小さくなってしまうため、磁極位置推定のＳＮ比が低下するという問題がある。さらに、キャリア周波数の半周期毎に、ＰＷＭ幅を制御するという従来技術の場合、キャリア周波数が低い電動機の場合には、上記のように人の可聴域に及ぶ低周波数による騒音の問題が生じる。

本発明の実施形態は、上記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものであり、その目的は、磁極位置推定のＳＮ比を十分に確保しつつ、騒音を抑制できる電動機の磁極位置推定技術を提供することにある。

上記のような目的を達するため、本発明の実施形態は、以下のような特徴を有する。
(a) ＰＷＭ信号パターンに従い直流を３相交流に変換するインバータ部により駆動される電動機に接続され、各相の電流値を検出する電流検出器
(b) 電動機の各相に高周波電流振幅が生じるように、３相のＰＷＭ信号のパルスの発生位相をシフトさせたＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ生成部
(c) 前記電流検出器が、前記ＰＷＭ信号パターンの搬送波周期内における２種類の電圧ベクトル期間に２回ずつ、各相毎に検出した相電流の検出値に基づいて、各電圧ベクトル期間の２回の検出値の差分値から電流変化量を求める相電流検出部
(d) 前記相電流検出部が求めた第１の電圧ベクトル期間の検出による第１の相の電流変化量と、第２の電圧ベクトル期間の検出による第１の相の電流変化量及び第２の相の電流変化量に基づいて、電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部

実施形態の構成を示す機能ブロック図 電動機に適用されるインバータの一例を示す回路構成図 ＰＷＭ生成部の内部構成例を示す機能ブロック図 一般的な三角波比較法によるデューティ生成の３相のデューティーパルスを示す説明図 実施形態における各相ＰＷＭの発生位相を示す説明図 ＰＷＭ生成部の内部で上アーム側の３相ＰＷＭ信号のパルスが生成される状態を示すタイミングチャート 実施形態におけるＵ相キャリアと各相ＰＷＭ、各相電流、発生電圧ベクトル、電流検出タイミングを示すタイミングチャート 実施形態におけるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の３相の２種類の電圧ベクトル期間の電流差分値と、位置センサにより検出された電動機の磁極位置を示す説明図 2θestから推定磁極位置θestを求める制御構成の一例を示す説明図 第２の実施形態の構成を示す機能ブロック図 デューティの増減による調整をした場合の各相ＰＷＭと各相電流を示す説明図 最小幅制御を行った各相のデューティを示す説明図

［第１の実施形態］
第１の実施形態を、図１〜図９を参照して説明する。
［構成］
［全体構成］
まず、本実施形態の全体構成を、図１を参照して説明する。図１は、電動機の磁極位置推定装置を含むシステムの構成を示す機能ブロック図である。

本実施形態は、電流指令部１、電流制御部２、３相→ｄｑ座標変換部３、ｄｑ→３相座標変換部４、磁極位置推定部５、電圧検出器６、電動機７、ＰＷＭ生成部８、インバータ部９、電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、相電流検出部１２を有する。

電流指令部１は、インバータ部９から電動機７へのｄ軸、ｑ軸の電流指令値を生成する処理部である。電流制御部２は、電流指令値と、３相→ｄｑ座標変換部３より与えられるｄ軸電流、ｑ軸電流との差分に基づいて、ＰＩ制御又はＰＩＤ制御を行うことにより、電圧指令値を生成する処理部である。

３相→ｄｑ座標変換部３は、磁極位置推定部５により推定された磁極位置θestに基づいて、相電流検出部１２により検出された検出電流値を、ｄｑ軸電流に変換する処理部である。

ｄｑ→３相座標変換部４は、磁極位置推定部５により推定された電動機７の磁極位置θestに基づいて、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値を、３相電圧指令値に変換する処理部である。

磁極位置推定部５は、後述する原理により、相電流検出部１２が検出した電流値に基づいて、推定磁極位置θｅｓｔを求める処理部である。

電圧検出器６は、インバータ部９に供給する直流電源１０の電圧を検出する処理部である。電動機７は、本実施形態により制御され、磁極位置θを推定される電動機である。

ＰＷＭ生成部８は、３相電圧指令値に基づいて３相ハイ側とロウ側のＰＷＭ信号を生成し、インバータ部９にゲート駆動信号を出力する処理部である。インバータ部９は、供給された直流電源１０と与えられたゲート駆動信号に基づいて、電動機７を駆動する３相交流電圧を発生させる装置である。インバータ部９、ＰＷＭ生成部８の構成の詳細については、後述する。

電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、電動機７に流れる電流に応じた信号を検出する装置である。電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃとしては、例えば、シャント抵抗、ＣＴを用いることができる。この電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、インバータ部９の出力部に直列に設置される場合と、インバータ部９の下側スイッチング素子と直流電源１０の下側との間に設置する場合がある。

相電流検出部１２は、ＰＷＭキャリアの搬送波周期に同期した電流検出タイミング信号に基づいて、電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃに発生する各相電流信号を、所定のタイミングで検出する処理部である。この相電流の検出処理の詳細は、後述する。

［インバータ部］
インバータ部９は、複数のスイッチング素子が３相ブリッジ接続され、これらのスイッチング素子をＰＷＭ信号パターンに従ってオンオフ制御することにより、直流を３相交流に変換する回路である。

このインバータ部９は、例えば、図２に示すように、スイッチング素子とダイオードを並列に接続した一対の単位セルが直列に接続され、一方のセルが、直流電源１０から見て正側、他方のセルが負側となっている。スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、パワートランジスタ、ＳｉＣ、ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用することができる。

一対の単位セルは、３相に対応して３つが、直流電源１０に対して並列に接続されている。以下、正側の単位セルを上アーム、負側の単位セルを下アームとする。また、「上アーム」を「正側のアーム」、「下アーム」を「負側のアーム」と読み替えても同義である。さらに、上アームと下アームとの接続点は、出力端子となり、電動機７に接続されている。

［ＰＷＭ生成部］
ＰＷＭ生成部８は、図３に示すように、デューティ生成部１３、パルス形成部１４を有する。デューティ生成部１３は、３相電圧指令値及び直流電源１０の電圧値に基づいて、各相のパルス幅の割合であるデューティを決定する処理部である。パルス形成部１４は、各相のデューティに基づいて、インバータ部９のスイッチング素子を駆動するゲート駆動信号として、各相のＰＷＭ信号パターンを生成する処理部である。このＰＷＭ信号生成部８の処理の詳細については、後述する。

［作用］
以上のような本実施形態の作用は、以下の通りである。まず、図１に示すように、電流指令部１は、生成した電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆを、電流制御部２に出力する。電流制御部２は、上記電流指令値と３相→ｄｑ座標変換部３より与えられるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑとの差分に基づいて、ＰＩ又はＰＩＤ制御を行う。これにより、電流制御部２は、電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを生成し、ｄｑ→３相座標変換部４に出力する。

ｄｑ→３相座標変換部４は、後述するように、磁極位置推定部５より求められた電動機７の推定磁極位置θestにより、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、ＰＷＭ生成部８に出力する。

ＰＷＭ生成部８は、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、３相ハイ側とロウ側のＰＷＭ信号パターンを生成し、インバータ部９を構成する各相スイッチング素子にゲート駆動信号を出力する。

インバータ部９には、直流電源１０が供給され、上記のように与えられたゲート駆動信号に基づいて生成される３相交流電圧により、電動機７を駆動する。電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、電動機７に流れる各相の電流を検出し、相電流検出部１２に出力する。

相電流検出部１２は、ＰＷＭキャリアの搬送波周期に同期した電流検出タイミング信号に基づいて、電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃに発生する各相電流信号を１搬送波周期内において、２種の電圧ベクトルが発生している期間においてそれぞれ２回検出する。つまり、合計で１搬送波周期内で４回検出する。この検出を３相の各相毎に行うため、検出タイミングは、合計１２となる（図７参照）。

そして、相電流検出部１２は、１つの電圧ベクトルの区間で検出した２種の電流の３相の差分値ΔＩｕ１、ΔＩｖ１、ΔＩｗ１、他の１つの電圧ベクトルの区間で検出した２種の電流の３相の差分値をΔＩｕ２、ΔＩｖ２、ΔＩｗ２を求めて、磁極位置推定部５に出力する。また、相電流検出部１２は、４回の検出値のいずれか、例えば、電圧ベクトルの１区間の最初の検出値を、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとして、３相→ｄｑ座標変換部３に出力する。

磁極位置推定部５は、各相毎の電流差分値ΔＩｕ１、ΔＩｕ２、ΔＩｖ１、ΔＩｖ２、ΔＩｗ１、ΔＩｗ２を用いて、推定磁極位置θestを演算する。また、３相→ｄｑ座標変換部３は、上記推定磁極位置θestにより検出電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、電流制御部２に出力する。

ここで、上記のようなパルス生成処理、電流検出処理及びこれを前提とした磁極位置推定処理の詳細を、図４〜図９を参照して説明する。

［パルス生成処理］
まず、ＰＷＭ生成部８によるパルス生成処理を説明する。例えば、３相のＰＷＭ信号パターンの各デューティが一律５０％である場合、一般的な三角波比較法によるデューティ生成では、図４に示すような３相のパルスが得られる。この図４では、各相パルスの発生基準位相及びデューティが増減する方向が揃っているので、インバータ部９では全相オン又は全相オフ状態に対応する。

この場合、ＰＷＭ制御周期の１周期の全区間において、電動機７であるモータの各相端子間には電圧が印加されず、各相電流はゼロである。つまり、このような状態では、高周波電流振幅となる電流リプルが生じないため、電流検出に基づくインダクタンスを利用した磁極位置検出ができない。

一方、本実施形態においては、各相パルスの発生位相をシフトさせることにより、図４とは異なるようにパルスを生成する。つまり、３相のＰＷＭ信号パターンのうち１相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側、進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側、進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの１相については、搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。

このようなパルス生成処理の一例を、図５を参照して説明する。図５では、ＰＷＭキャリアとして三角波を示しており、当該三角波のボトムを、周期の中心位相としている。なお、中心位相がピークとなる三角波、すなわち波形が逆相の三角波を用いても良い。

そして、Ｕ相パルスについては、前記中心位相を基準位相として、パルス幅を増加させる場合は、図中、遅れ側、進み側という両側に延びるように、パルスを生成する。また、Ｖ、Ｗ相パルスについては、同じく、前記中心位相を基準位相として、パルス幅を増加させる場合は、それぞれ図中右側である進み側、左側である遅れ側に延びるように、パルスを生成する。

この場合、電動機７の各相端子間の電圧を考えると、図５に示す１周期内は、４つの区間（１）〜（４）に分けられる。区間（１）では、Ｗ相のみがオンである。このため、電圧ベクトルはＶ５（００１）であり、Ｗ→ＵＶ相間に直流電圧Ｖｄｃが印加され、Ｗ相電流は電動機７のインダクタンスによる傾きで増加する。この時、Ｕ、Ｖ相端子には負電圧が印加されるのでＵ相電流、Ｖ相電流は減少する。

次に区間（２）では、Ｕ、Ｗ相がオンである。このため、電圧ベクトルは、Ｖ６（１０１）であり、ＵＷ→Ｖ間相に直流電圧Ｖｄｃが印加される。この区間ではＵ相電流とＷ相電流が増加し、Ｖ相電流が減少する。

これと同様に、区間（３）では、電圧ベクトルＶ２（１１０）が与えられ、区間（４）では電圧ベクトルＶ３（０１０）が与えられ、電流が流れる。そして、区間（１）〜（４）の合計として、各相電流の増加減少の結果、３相とも平均電流はゼロとなり、図４に示すＰＷＭ信号パターンと同様の電動機電流となる。違いは、各相にキャリア周波数の電流リプルが生じる点である。

つまり、３相ＰＷＭのパルスの発生位相を、図５に示すようにシフトすることによって、３相電流の平均値は変えずに、キャリア周波数の高周波電流振幅を与えることができる。

次に、図５に示すパターンでＰＷＭパルスを発生させる作用について、図６及び図７を参照して説明する。ｄｑ→３相座標変換部４で決定された３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、検出した直流電圧値からデューティ生成部１３により各相のデューティ値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換される。

各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗは、パルス形成部１４に与えられ、搬送波とのレベルが比較されることで、３相のＰＷＭ信号が生成される。また、３相のＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらがインバータ部９に出力される。

図６は、ＰＷＭ生成部８の内部で上アーム側の３相ＰＷＭ信号（Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋）のパルスが生成される状態を示すタイミングチャートである。なお、この図６は、図５、図７と異なり、キャリアに対して、Ｖ相のパルスが中央配置となり、右側の進み側がＷ相のパルス、左側の遅れ側がＵ相のパルスとなっているが、原理的には同じである。

デューティ生成部１３より入力された各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗは、パルス形成部１４に入力され、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相それぞれのキャリア（搬送波）とのレベルが比較された結果、各相のＰＷＭ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−が生成される。

ここで、上記のＰＷＭ信号の生成処理の詳細を、図６を参照して説明する。本実施形態では、各相毎に異なる波形のキャリアを使用することにより、各相のパルスのシフトを生じさせている。例えば、Ｖ相キャリアは三角波であり、Ｕ相キャリアは下降する鋸歯状波であり、Ｗ相キャリアはＵ相に対して逆相となる上昇する鋸歯状波である。そして、これらの位相は、Ｕ相キャリアの振幅レベルが最小となり、Ｖ相キャリアの振幅レベルが最小、Ｗ相キャリアの振幅レベルが最大となる位相が一致するように出力される。

これらのキャリアは、互いに同期してカウント動作を行う３つのカウンタで生成でき、この図６の例では、Ｕ相はダウンカウンタ、Ｖ相はアップダウンカウンタ、Ｗ相はアップカウンタ、となる。但し、アップダウンカウンタが、カウント動作を行う周波数は、その他のカウンタの２倍となる。キャリア周期は、例えば５０μｓｅｃとする。

そして、パルス形成部１４では、各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗと各相キャリアとのレベルをそれぞれ比較して、（デューティ）＞（キャリア）となる期間にハイレベルパルスを出力する。

その結果、図６に示すように、Ｕ相キャリアの振幅最小位相である三角波の谷を基準位相とすると、Ｕ相のＰＷＭ信号パルスＵ＋は、基準位相を立ち下がりとしていて、図中左側である遅れ方向側に増減するようにパルス幅が変化する。Ｖ相のＰＷＭ信号パルスＶ＋は、基準位相から遅れ、進みの両方向側に増減するようにパルス幅が変化する。Ｗ相のＰＷＭ信号パルスＷ＋は、基準位相を立ち上がりとし、ここから、図中右側である進み方向側に増減するようにパルス幅が変化する。

［電流検出処理］
次に、相電流検出部１２による電流検出処理を説明する。相電流検出部１２は、ＰＷＭ生成部８から電流検出タイミング信号（例えば、Ｕ相キャリア）が与えられており、電流検出タイミング信号に従い、３相の電流を検出するタイミングを決定する。この検出タイミングは、上記の通り、ＰＷＭ信号のキャリア１周期内における固定された４点のタイミングであって、２種類の電圧ベクトル期間において、それぞれ相電流を２回検出するように設定されている。

図７に、Ｕ相のキャリアと各相パルス、電流検出タイミングを示す。電流検出は、搬送波１周期内で、３相電流を検出するタイミングＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の信号が与えられ、４回行う。

例えば、Ｕ相キャリアの振幅最大位相を基準位相として、ダウンカウントを開始してからカウント値がゼロに達する以前の期間内に、タイミングＴ１，Ｔ２を設定し、カウント値がゼロに達してアップカウントに転じた後、カウント値が最大値に達する以前の期間内にタイミングＴ３，Ｔ４を設定する。

相電流検出部１２は、このように検出タイミングを設定し、Ｔ１とＴ２の検出電流の差分値を求めることで、ΔＩｕ１、ΔＩｖ１、ΔＩｗ１を演算する。同様に、Ｔ３とＴ４の検出電流の差分値を求めることで、ΔＩｕ２、ΔＩｖ２、ΔＩｗ２を演算する。なお、Ｔ１とＴ２のタイミングは、３相のＰＷＭがオンしている期間、図７では、Ｕ相とＶ相がオンしている期間で最大の幅がとれるように設定する。

同様に、Ｔ３とＴ４のタイミングは、図７では、Ｕ相とＷがオンしている期間で最大の幅がとれるように設定する。なお、差分時間Ｔ２−Ｔ１とＴ４−Ｔ３は、同じ時間を設定する。また、相電流検出部１２が電流検出タイミングを決定するために参照するキャリアは、Ｕ相に限らず、Ｖ、Ｗ相のキャリアであっても良い。

［推定処理］
さらに、磁極位置推定部５による磁極位置の推定処理を説明する。図８は、一例として、電動機７として埋め込み磁石型永久磁石電動機を適用し、本実施形態によるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の３相の電圧ベクトルＶ２（１１０）期間の電流差分値ΔＩｕ１、電圧ベクトルＶ６（１０１）期間の電流差分値ΔＩｕ２、ΔＩｗ２と、位置センサにより検出された電動機７の磁極位置θ（電気角）を示している。

この図８に示すように、各電流差分値は、磁極位置θに対して２倍の２θに応じて変化している。電流差分値は、突極性を持つ電動機７については、当該電動機７の磁極位置を示す情報を含んでいる。このため、上記のように求めた電流差分値から、以下の式により推定値である２θｅｓｔを求めることができる。

推定された２θｅｓｔから推定磁極位置θｅｓｔを算出する方法は様々ある。例えば、図９に示すような手法によって演算できる。（２）式の推定値２θｅｓｔと最終的に求まる推定磁極位置θｅｓｔの２倍の周波数の角度信号の差をとり、これがゼロになるようにＰＩ制御部に入力し、推定速度ωｅｓｔを求める。さらに、推定速度ωｅｓｔを積分することで、推定磁極位置θｅｓｔを求める。

［効果］
以上のような本実施形態では、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ部９を介して、電動機７を駆動する際に、ＰＷＭ信号生成部８が、電動機７の磁極位置に追従するように、３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

そして、相電流検出部１２は、キャリア周期内における固定された４点のタイミングＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４で３相の電流をそれぞれ２回検出し、電流差分値を求める。磁極位置推定部５は、それらの電流差分値に基づいて、電動機７の推定磁極位置θｅｓｔを求めることができる。特に、電流の差分値をとるための検出ポイントを、キャリアの谷付近としているので、検出すべき２種の電圧ベクトルの領域を検出ポイントとすることができる。

したがって、電動機７の電気的特性に依存することなく、ゼロ速度を含む極低速領域においても、位置センサレス方式により、推定磁極位置θestを精度良く求めることが可能となる。このため、電動機７の電気的特性が異なる様々なシステムであっても、本実施形態を容易に適用することができる。

［第２の実施形態］
［構成］
本実施形態は、基本的には、上記の第１の実施形態と同様の構成である。このため、第１の実施形態と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について以下に説明する。

まず、本実施形態は、図１０に示すように、ＰＷＭ生成部８が、デューティ調整部１５を有する。デューティ調整部１５は、デューティ生成部１３により生成された３相ＰＷＭパターンのデューティを、３相一律の値で増加又は減少させることにより調整し、パルス形成部１４に出力する処理部である。この調整処理は、電流リプルの増減を目的とするものであり、電動機７を駆動するためのインバータ出力電圧は維持される。

つまり、デューティ調整部１５は、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が高くなるのに応じて、３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に増加させたり、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が低くなるのに応じて、３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させたりすることができる。このようなデューティ調整処理の詳細は、以下の作用で説明する。

［作用］
以上のような本実施形態の作用は、以下の通りである。まず、上記の実施形態による推定方式においては、電流差分値が大きくなるほど、磁極位置の推定精度が向上し、また、Ｓ／Ｎ比が高くなる。一方、電流差分値を大きくするために、キャリア周波数の電流リプルを増加させると、ＰＷＭキャリア周波数に応じた騒音や電磁ノイズが上昇することに繋がる。

ここで、図１１に示すように、各相のＰＷＭのパルス幅を、図５に示したパターンと比べて一律に減少させると、高周波電流振幅が減少する。このため、電流差分値も減少し、図４に示した電流ゼロのケースと、図５に示すケースとの中間付近となる。電流の差分値は、大きいほど磁極位置の検出のためのＳ／Ｎ比が大きくなる。電流差分値を大きくするためには、電流の傾きを大きくするか、電流微分時間、つまり２つの電流検出点の間隔を長く確保する必要がある。

電流の傾きは、電動機７のインダクタンスによって決まる。このため、インダクタンスの小さな電動機７では、電流変化が大きいため、必要十分なＳ／Ｎ比をとるための電流微分時間は小さくすることができる。しかし、インダクタンスが大きい電動機７では、電流変化が小さいため、電流微分時間をある程度長くとる必要がある。

ここで、必要十分なＳ／Ｎ比を得るための微分時間を、ΔＴｍｉｎとする。この微分時間は、キャリア周波数とは無関係で、電動機７の電気的、磁気的特性、電流検出のレンジで決まる。

例えば、ΔＴｍｉｎが５μｓｅｃであり、キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μｓｅｃの場合を考える。この場合、ΔＴｍｉｎを与えるために必要な最小のＵ相ＰＷＭ幅は、２ΔＴｍｉｎ＝１０μｓｅｃとなる。このように、中央に配置したパルスの最小幅が、制約条件となる。これらが達成されるように、デューティ調整部１５は、次式の演算で各相のデューティに増減処理を行う。

ここで、上記式の各変数は以下の通りである。
ΔＴｍｉｎ［ｓｅｃ］：必要十分なＳ／Ｎ比を得るための微分時間
Ｔｐｗｍ［ｓｅｃ］：キャリア周期
Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗ［％］：各相のデューティ値（補正前）
Ｄｕ’、Ｄｖ’、Ｄｗ’［％］：各相のデューティ値（補正後）

上記の（３）〜（５）式の演算を行ったＤｕ’、Ｄｖ’、Ｄｗ’の通電角に対する波形を、図１２に示す。図１２は、縦軸が各相のパルス幅、横軸が電気角である。この図１２に示すように、３相のデューティの最小値が、常に２ΔＴｍｉｎとなっている。

［効果］
以上のような本実施形態によれば、デューティ調整部１５が、上記演算を行うことによって、常に最小のパルス幅が２ΔＴｍｉｎとなり、電流微分に必要最小限の高調波電流のみを流すことができる。なお、この最小のパルス幅の値は、キャリア周波数が異なれば変化する。具体的には、キャリア周波数が低くなると相対的に電流微分時間のための電圧ベクトル発生期間は少なくなり、キャリア周波数が高い場合、電流微分時間のための電圧ベクトル発生期間が増加する。これにより、可聴域を避けるために高いキャリア周波数で駆動する場合でも、必要十分なＳ／Ｎ比を得るための高周波電流を流すことができる。

［他の実施形態］
本実施形態は、上記のような態様には限定されない。例えば、３相のＰＷＭを発生させるために、３種のキャリアを用いずに、位相シフト機能等を利用してもよいし、１種のキャリアのデューティ設定タイミングや、パルス発生の比較極性等を変更するなどの方法を利用してもよい。

相電流検出部１２が、キャリア周期内で３相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はない。３相の電流を、検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すればよい。２相の電流から他の１相の電流を推定する等、検出値、差分値等について推定値を用いる場合も、本発明の実施形態に含まれる。電流検出器６、相電流検出部１２、磁極位置推定部５の処理に用いる実測値は、２相からのものとすることもできる。電流検出器６を２相分のみとして、装置を簡略化することもできる。

また、電流を検出するタイミングは、必ずしもＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はない。例えば、キャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、相電流検出部１２に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアから得られた信号そのものである必要はなく、別個のタイマで生成した信号であっても良い。

また、上記のような磁極位置推定装置を備えたインバータ装置、かかるインバータ装置と電動機を備えた電動機システムも、実施形態の一態様である。例えば、磁極位置推定装置を備えたシステムとして、空調機、洗濯機、洗濯乾燥機、昇降機、電動パワーステアリング装置、バイブリッド自動車の駆動装置を構成することができる。これらのシステムは、その運転において、磁極位置推定による高効率な運転と低騒音を両立する効果が得られる。また、前記磁極位置推定装置を備えたインバータ装置は、磁極位置センサを廃してシステムを構成できるため、磁極位置推定に基づく高効率な運転と、低騒音を両立しながら小型・低コストで実現することができる。

電流指令部１、電流制御部２、３相→ｄｑ座標変換部３、ｄｑ→３相座標変換部４、磁極位置推定部５、ＰＷＭ生成部８、相電流検出部１２は、コンピュータを所定のプログラムで制御することによって、若しくは専用の電子回路によって実現できる。この場合のプログラムは、コンピュータのハードウェアを物理的に活用することで、上記の各部の処理を実現するものである。上記の各部の処理を実行する方法、プログラム及びプログラムを記録した記録媒体も、実施形態の一態様である。また、ハードウェアで処理する範囲、プログラムを含むソフトウェアで処理する範囲をどのように設定するかは、特定の態様には限定されない。

本発明の実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ 電流指令部
２ 電流制御部
３ ３相→ｄｑ座標変換部
４ ｄｑ→３相座標変換部
５ 磁極位置推定部
６ 電圧検出器
７ 電動機
８ ＰＷＭ生成部
９ インバータ部
１０ 直流電源
１１ 電流検出器
１２ 相電流検出部
１３ デューティ生成部
１４ パルス形成部
１５ デューティ調整部

Claims (7)

1. ＰＷＭ信号パターンに従い直流を３相交流に変換するインバータ部により駆動される電動機に接続され、各相の電流値を検出する電流検出器と、
   電動機の各相に高周波電流振幅が生じるように、３相のＰＷＭ信号のパルスの発生位相をシフトさせたＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ生成部と、
   前記電流検出器が、前記ＰＷＭ信号パターンの搬送波周期内における２種類の電圧ベクトル期間に２回ずつ、各相毎に検出した相電流の検出値に基づいて、各電圧ベクトル期間の２回の検出値の差分値から電流変化量を求める相電流検出部と、
   前記相電流検出部が求めた第１の電圧ベクトル期間の検出による第１の相の電流変化量と、第２の電圧ベクトル期間の検出による第１の相の電流変化量及び第２の相の電流変化量に基づいて、電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、
   を有することを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
2. 前記ＰＷＭ生成部は、前記ＰＷＭ信号パターンの搬送波周波数に応じて、３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に増加又は減少させるデューティ調整部を有することを特徴とする請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置。
3. 前記ＰＷＭ生成部は、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側、進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側、進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることにより、前記ＰＷＭ信号パターンを生成することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電動機の磁極位置推定装置。
4. 前記ＰＷＭ生成部における前記各相の基準が、搬送波の振幅レベルが最大又は最小となる位相に基づいて設定されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電動機の磁極位置推定装置。
5. 前記ＰＷＭ生成部は、
   ３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波を搬送波として使用し、
   他の１相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波を搬送波として使用し、
   残りの１相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波を搬送波として使用し、
   前記各相の基準を、各搬送波振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電動機の磁極位置推定装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の磁極位置推定装置と、
   前記ＰＷＭ生成部に接続された前記インバータ部と、
   を有することを特徴とするインバータ装置。
7. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の磁極位置推定装置と、
   前記ＰＷＭ生成部に接続された前記インバータ部と、
   前記インバータ部に接続された前記電動機と、
   を有することを特徴とする電動機システム。

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