CN113826317B - 旋转电机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种旋转电机的控制装置，能降低磁极位置(旋转角度)的推定延迟，并且能抑制推定用电压指令所引起的开关频率的高频化。旋转电机的控制装置(10)基于电压指令与载波的比较结果，使逆变器(2)所具有的开关元件导通关断并将电压施加到绕组，在固定于绕组的静止坐标系上，生成预先设定的周期的推定用电压指令，生成与推定用电压指令的周期相同周期的载波，从电流的检测值中提取推定用电压指令的周期的频率分量，并基于频率分量来推定旋转角度(θ)。

Description

旋转电机的控制装置

技术领域

本申请涉及旋转电机的控制装置。

背景技术

对于旋转电机的精细控制，需要基于旋转电机的转子的磁极位置信息(旋转角度信息)，来控制对绕组的供电的控制装置。以往，转子的磁极位置信息由安装于旋转电机的旋转传感器来获取。然而，设置旋转传感器除了成本上升以外，还需要确保安装空间，此外也需要旋转传感器发生了异常时的对策，这样的不利因素较多。因此，提出了许多无传感器磁极位置推定方法，在不设置旋转传感器的情况下推定转子的磁极位置信息。

无传感器磁极位置推定方法大致分为2种方法。第1推定方法是通过推定旋转电机的感应电压来推定转子的磁极位置的感应电压方式。感应电压方式能在旋转电机旋转到产生感应电压的程度的情况下高精度地推定磁极位置，但在不产生感应电压、或几乎不产生感应电压的转速较低的区域中，难以推定磁极位置。

第2推定方法是利用旋转电机的凸极性来推定转子的磁极位置的高频叠加方式。高频叠加方式中，将磁极位置推定用的高频电压叠加到旋转电机，并根据电感的位置依赖性而引起的电流的振幅变化来推定磁极位置。因此，在转速较低的区域中也可以使用。

然而，在利用了凸极性的高频叠加方式中，为了推定磁极位置而施加高频电压，因此，存在产生与高频电压的频率相对应的噪声的问题。例如，专利文献1中，在位置推定控制中，使用与转子的旋转同步旋转的dq轴(交流电压)基准的高频电压。本方式中，使用与载波(carrier wave)的周期(1个三角波)相等周期的高频电压，因此，具有容易使高频电压高频率化的特征。即，通过将高频电压的频率设定在人的可听范围外，从而能降低噪声。

专利文献2中，在位置推定控制中使用了UVW轴基准的高频电压。本方式中，在固定于旋转电机的定子绕组的静止坐标系即UVW轴坐标系中，施加以一定周期旋转的电压矢量，并利用作为其响应的高频的电流振幅具有与电感的位置依赖性相似的位置依赖性来直接推定磁极位置。因此，如第1推定方法那样，无需对位置误差进行PID控制，在推定时不产生响应延迟。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2016-21800号公报

专利文献2：日本专利第6203435号

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，在使用了dq轴基准的高频电压的专利文献1中，在磁极位置的推定中，使用包含使用了实际转子位置与推定位置的误差Δθ的PID控制在内的观测器。即，对误差Δθ进行反馈、积分来更新最新的推定位置。由此，只能以由PID控制增益所设定的反馈的响应频率以下的响应性来推定位置。此外，磁极位置推定的响应性必须低于电流控制的响应性，无法使位置推定高响应化。

与此相对，专利文献2那样的位置推定装置使用旋转电机的UVW轴基准的高频电压。如专利文献2的图6所示的位置推定用的电压指令(高频电压指令)的波形图那样，为了生成高频电压，需要3个三角波的载波。其原因在于，当将三角波的半周期设为1区间时，PWM逆变器中在该半周期的期间内输出电压仅变化1次。也就是说，当将高频电压的1周期设为360°时，为了生成各相分别偏移120°的三相交流的高频电压，必须设定高频电压以使得在相间偏移2区间，且在6区间中成为1周期。若用最简单的矩形波来表现高频波形，则每180°重复上升和下降。若在相间设定120°的相位差，则各相的上升在相间成为120°的相位差，某相的上升与不同相的下降成为60°的相位差。

因此，专利文献2的技术中，需要以60°将高频电压的1周期分割为6个，需要6个区间。因此，若将1个区间设为三角状的载波的半周期，则对于高频电压的1周期需要3周期的载波。若与专利文献1的方式进行比较，则高频电压的每1个周期所需的载波(三角波)为3倍，开关次数也为3倍。即，专利文献2的技术中，若为了降低因施加高频电压而引起的噪声，使高频电压的频率的增加，则UVW轴基准的高频电压与dq轴基准的高频电压相比，每单位时间的开关次数变多，开关损耗和电磁噪声增大。开关损耗是对逆变器的开关元件进行开关时产生的能量损耗，损耗与开关次数成比例地增大，因此从节能的观点出发较为重要。此外，每单位时间的开关次数、即开关频度越高，则噪声的频率变得越高、且噪声的大小更为增大，因此，从EMI(电磁干扰)的观点出发，电磁噪声十分重要。即，降低开关频度很重要。

因此，在专利文献1的dq轴基准的高频电压下，能够抑制因高频电压所引起的开关频率的高频化，但位置推定的响应性较差，在专利文献2的UVW轴基准的高频电压下，能提高位置推定的响应性，但会导致高频电压所引起的开关频率的高频化。由此，两种技术都有长处和短处，优点和缺点存在权衡的关系。

因此，希望得到一种旋转电机的控制装置，能降低磁极位置(旋转角度)的推定延迟，并且能抑制推定用电压指令所引起的开关频率的高频化。

用于解决技术问题的技术手段

本申请所涉及的旋转电机的控制装置是经由逆变器对转子具有凸极性的旋转电机进行控制的旋转电机的控制装置，其包括：

电流检测部，该电流检测部对流过设置于所述旋转电机的定子的绕组的电流进行检测；

角度推定部，该角度推定部基于所述电流的检测值来推定转子的旋转角度；

电流控制部，该电流控制部基于所述电流的检测值，来运算用于驱动所述旋转电机的驱动电压指令；

推定用指令生成部，该推定用指令生成部生成推定用电压指令；

电压指令计算部，该电压指令计算部将所述推定用电压指令与所述驱动电压指令相加来计算电压指令；

载波生成部，该载波生成部生成载波；以及

电压施加部，该电压施加部基于所述电压指令与所述载波的比较结果，使逆变器所具有的开关元件导通关断并将电压施加到所述绕组，

所述推定用指令生成部在固定于所述绕组的静止坐标系上生成预先设定的周期的所述推定用电压指令，

所述载波生成部生成与所述推定用电压指令的周期相同周期的所述载波，

所述角度推定部从所述电流的检测值中提取所述推定用电压指令的周期的频率分量，并基于所述频率分量来推定所述旋转角度。

发明效果

根据本申请所涉及的旋转电机的控制装置，推定用电压指令的周期与载波的周期设为相同的周期，因此，能降低推定用电压指令的每1周期的开关次数。由此，能减轻开关损耗以及因开关而产生的电磁噪声。此外，在固定于绕组的静止坐标系上生成推定用电压指令，因此，能利用具有凸极性的转子的电感的磁极位置依赖性，从电流的检测值中提取推定用电压指令的周期的频率分量，并基于频率分量来直接推定旋转角度，并且能降低推定延迟。

附图说明

图1是实施方式1所涉及的旋转电机、逆变器和旋转电机的控制装置的简要结构图。

图2是实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置的简要框图。

图3是实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置的硬件结构图。

图4是实施方式1所涉及的三相的推定用电压指令的时序图。

图5是实施方式1所涉及的三相的载波的时序图。

图6是用于说明通过实施方式1所涉及的推定用电压指令与载波的比较来生成PWM控制信号的时序图。

图7是用于说明实施方式1所涉及的推定用电压指令、载波和电流的检测值的动作的时序图。

图8是实施方式1所涉及的角度推定部的简要框图。

图9是用于说明实施方式1所涉及的U相的推定用电压指令、载波和电流的检测值的动作的时序图。

图10是实施方式2所涉及的三相的推定用电压指令的时序图。

图11是用于说明实施方式2所涉及的电流的检测值相对于推定用电压指令和载波的相位设定的动作的时序图。

图12是用于说明实施方式2所涉及的电流的检测值相对于推定用电压指令和载波的相位设定的动作的时序图。

图13是用于说明实施方式2所涉及的电流的检测值相对于推定用电压指令和载波的相位设定的动作的时序图。

图14是用于说明通过实施方式3所涉及的推定用电压指令与载波的比较来生成PWM控制信号的时序图。

图15是用于说明实施方式3所涉及的推定用电压指令、载波和电流的检测值的动作的时序图。

图16是用于说明实施方式3所涉及的U相的推定用电压指令、载波和电流的检测值的动作的时序图。

具体实施方式

1.实施方式1

参照附图对实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置10(下面简称为控制装置10)进行说明。图1是本实施方式所涉及的旋转电机1、逆变器2和控制装置10的简要结构图。

1-1.旋转电机

旋转电机1是永磁体同步旋转电机，其具有设有U相、V相、W相的三相绕组Cu、Cv、Cw的定子、以及设有永磁体的转子。设三相绕组Cu、Cv、Cw进行星形接线。另外，也可以设为三相绕组进行三角形接线。转子具有凸极性，d轴电感与q轴电感不同。例如，设为永磁体嵌入转子的内部的嵌入磁体同步旋转电机。

1-2逆变器

逆变器2具有多个开关元件，在直流电源25和三相绕组之间进行直流交流转换。逆变器2与三相各相的绕组相对应地设置有3组串联电路，该串联电路串联连接有与直流电源25的正极侧相连接的正极侧的开关元件22a、以及与直流电源25的负极侧相连接的负极侧的开关元件22b。逆变器2包括三个正极侧的开关元件22a和三个负极侧的开关元件22b，合计6个开关元件。而且，正极侧的开关元件22a和负极侧的开关元件22b进行串联连接的连接点与对应相的绕组相连接。

对于开关元件，使用反向并联连接有二极管23的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)、或具有反向并联连接的二极管的功能的MOSFET(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等。各开关元件的栅极端子与控制装置10相连接。各开关元件由从控制装置10输出的PWM控制信号Swu、SWv、SWv来进行导通关断。

滤波电容器24连接在逆变器2的正极侧与负极侧之间。电压传感器3输出与直流电源25的直流电压相对应的电信号。电流传感器3的输出信号被输入至控制装置10。

逆变器2设有用于检测流过绕组的电流的电流传感器4。本实施方式中，电流传感器4设置在正极侧的开关元件22a和负极侧的开关元件22b的串联电路上。本示例中，各相的串联电路上的负极侧的开关元件22b的负极侧串联连接有分流电阻4U、4V、4W。各相的分流电阻4U、4V、4W的两端电位差被输入到控制装置10。另外，各相的串联电路上的正极侧的开关元件22a的正极侧可以串联连接有分流电阻4U、4V、4W。或者，电流传感器4可以设为设置在将开关元件的串联电路与绕组相连接的各相的电线上的霍尔元件等。

直流电源25使用能充放电的蓄电装置(例如，锂离子电池、镍氢电池、双电层电容器)。另外，直流电源25也可以设有对直流电压进行升压或降压的直流功率转换器即DC-DC转换器。

1-3.控制装置

控制装置10经由逆变器2对旋转电机1进行控制。如图2所示，控制装置10包括后述的电流检测部31、角度推定部32、电压检测部33、电流控制部34、推定用指令生成部35、电压指令计算部36、载波生成部37和电压施加部38等。控制装置10的各功能由控制装置10所具备的处理电路来实现。具体而言，控制装置10如图3所示，作为处理电路，具备CPU(CentralProcessing Unit：中央处理单元)等运算处理装置90(计算机)、与运算处理装置90进行数据交换的存储装置91、向运算处理装置90输入外部的信号的输入电路92、以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。

作为运算处理装置90，可以具备ASIC(Application Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、IC(Integrated Circuit：集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路和各种信号处理电路等。另外，作为运算处理装置90，也可以具备多个同种或不同种的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91，可以具备构成为能从运算处理装置90读取并写入数据的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)等。输入电路92与电压传感器3、电流传感器4等各种传感器、开关相连接，并具备将这些传感器、开关的输出信号输入至运算处理装置90的A/D转换器等。输出电路93连接有对开关元件进行通断驱动的栅极驱动电路等电负载，并具备从运算处理装置90向这些电负载输出控制信号的驱动电路等。

而且，控制装置10所具备的图2的各控制部31～38等的各功能是通过由运算处理装置90执行存储于ROM等存储装置91的软件(程序)，并与存储装置91、输入电路92及输出电路93等控制装置10的其它硬件协作来实现的。另外，将各控制部31～38等所使用的设定数据作为软件(程序)的一部分存储于ROM等存储装置91。以下，对控制装置10的各功能进行详细说明。

1-3-1.各检测部

电压检测部33对直流电源25的电源电压VDC进行检测。本实施方式中，电压检测部33基于电压传感器3的输出信号来检测电源电压VDC。

电流检测部31检测流过三相绕组的绕组电流Iu、Iv和Iw。在本实施方式中，电流检测部31基于电流传感器4的输出信号，检测从逆变器2流过各相的绕组Cu、Cv、Cw的电流Iu、Iv、Iw。

本实施方式中，电流传感器4设置在各相的串联电路上的负极侧的开关元件22b的负极侧，需要在负极侧的开关元件22b变为导通、且电流流过电流传感器4的定时检测电流。因此，对于各相，当负极侧的开关元件22b导通时，电流检测部31基于电流传感器的输出信号来检测电流。本实施方式中，电流检测部31在各相的载波的峰的顶点处基于各相的电流传感器4的输出信号，来检测各相的电流Iu、Iv、Iw。另外，由于切换引起的振铃的影响、运算处理装置90的处理顺序，电流检测可以从峰的顶点起延迟数μs至数十μs来执行。

另外，在电流传感器4设置在各相的串联电路上的正极侧的开关元件22a的正极侧的情况下，对于各相，在正极侧的开关元件22a导通时，电流检测部31可以基于电流传感器的输出信号来检测电流，电流检测部31也可以在各相的载波的谷的顶点，基于各相的电流传感器4的输出信号来检测各相的电流Iu、Iv、Iw。

1-3-2.电流控制部

电流控制部34基于电流的检测值，运算用于驱动旋转电机1的驱动电压指令。电流控制部34包括电流指令计算部34a、电流坐标变换部34b、反馈控制部34c和电压坐标变换部34d。

电流指令计算部34a计算d轴的电流指令Id_ref和q轴的电流指令Iq_ref。在dq轴的电流指令Id_ref、Iq_ref的计算中，使用最大转矩电流控制、弱磁控制和Id＝0控制等公知的电流矢量控制方法。

电流坐标变换部34b基于后述的角度推定部32所推定出的磁极位置θ，对三相的电流检测值Iu、Iv、Iw进行三相二相变换和旋转坐标变换，并计算d轴的电流检测值Id和q轴的电流检测值Iq。这里，d轴确定为设置于转子的永磁体的N极的方向(磁极位置)，q轴确定为比d轴前进了电气角90°(π/2)后的方向。

反馈控制部34c计算dq轴的电流指令Id_ref、Iq_ref与dq轴的电流检测值Id、Iq之间的电流偏差，并进行基于电流偏差的PID控制等控制运算，来计算d轴的驱动电压指令Vd_ref和q轴的驱动电压指令Vq_ref。

电压坐标变换部34d基于磁极位置θ，对dq轴的驱动电压指令Vd_ref、Vq_ref进行固定坐标变换和二相三相变换，以计算U相的驱动电压指令Vu_ref、V相的驱动电压指令Vv_ref和W相的驱动电压指令Vw_ref。三相的驱动电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref的主要分量为用于驱动旋转电机1的三相的交流电压(正弦波)，称为基波。基波为与旋转电机的电气角1周期相同的周期。

1-3-3.推定用指令生成部

推定用指令生成部35在固定于绕组的静止坐标系上生成预先设定的周期Th的推定用电压指令。推定用电压指令的周期Th的频率fh比三相的驱动电压指令(基波)的频率要高。

＜频率的设定＞

本实施方式中，推定用电压指令的周期Th的频率fh设定为18000Hz以上。另外，频率fh是推定用电压指令的周期Th的倒数(fh＝1/Th)。由此，能将推定用电压指令的频率fh设定为人的可听范围以上(18000Hz)，能使因将推定用电压指令叠加到电压指令而产生的噪声降低。

＜相间的相位差＞

本实施方式中，如图4所示，推定用指令生成部35生成与三相各相对应的3个推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh。三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh在相间设有推定用电压指令周期的1/3周期的相位差。即，若将推定用电压指令的1周期Th设为360°，则V相的推定用电压指令Vvh相对于U相的推定用电压指令Vuh具有120°的相位延迟，W相的推定用电压指令Vwh相对于V相的推定用电压指令Vvh具有120°的相位延迟，U相的推定用电压指令Vuh相对于W相的推定用电压指令Vwh具有120°的相位延迟。另外，三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh设为彼此具有相位差的相同波形。

＜1周期的3分割＞

推定用电压指令可以设为余弦波(或正弦波)，但为了生成较高频率的余弦波，处理负荷将增加。因此，优选生成使处理负荷降低、且在相间具有120°相位差，并且具有规定的频率fh的分量的推定用电压指令。

本实施方式中，为了设置120°的相位差，1周期Th被均等分割为3个，这是所需最低限度的分割数。在3个分割期间中，设定各相的推定用电压指令，以使得至少2个分割期间的值彼此不同。本实施方式中，在3个分割期间中，设定为2个分割期间的值彼此不同。由此，设定为1个分割期间的值、与剩余2个分割期间的值彼此不同。各分割期间成为120°的期间，各相的推定用电压指令在相间分别错开1个分割期间。

由此，各相的推定用电压指令在1周期Th中成为不同的2个值，并具有该周期Th的频率fh的分量。由此，能使在绕组中流过的电流产生推定用电压指令的频率fh分量，并能基于电流的检测值来推定旋转角度。在该1周期中成为不同的2个值是用于推定旋转角度的最低限度的电压指令，能将用于生产推定用电压指令的处理负荷设为最小。另外，如后述的实施方式2那样，各相的推定用电压指令在1周期Th中也可以成为不同的3个以上的值。

如下式所示，在各时刻，设定为三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh的合计值为0，成为三相平衡。此外，设定为1周期中的各相的推定用电压指令的积分值为0。

Vuh+Vvh+Vwh＝0···(1)

另外，可以使各相的推定用电压指令偏移地错开，三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh的合计值可以从0起偏移地错开。

＜推定用电压指令与电流的频率分量的关系＞

这里，在假设为推定用电压指令中所包含的推定用电压指令的频率fh的分量是振幅B的余弦波的情况下，在推定用电压指令Vh(t)、流过绕组的交流电流中所包含的推定用电压指令的频率fh的分量Ih与电流的频率分量Ih的振幅A之间具有下式的关系。

Ih(t)＝A×sin(ωh×t)

Vh(t)＝B×cos(ωh×t)

＝L×dIh(t)/dt···(2)

A＝B/(L×ωh)

这里，ωh是推定用电压指令的角频率，t是时间，L是旋转电机的电感。推定用电压指令的角频率ωh是将2π除以推定用电压指令的周期Th而得的值。

由于具有凸极性，因此，电感L根据磁极位置θ而变化，在电感L与磁极位置θ之间存在规定的关系。由此，可知根据式(2)的第3式，能基于电流中所包含的推定用电压指令的频率分量Ih的振幅A，来推定磁极位置θ。

＜电流检测值的耐噪性＞

此外，电流中所包含的推定用电压指令的频率分量Ih的振幅A越大，则针对叠加于电流的检测值的噪声的耐性越高。根据式(2)的第3式，为了使频率分量Ih的振幅A变大，可以使电感L变小、或者使推定用电压指令的角频率ωh变小，只要使推定用电压指令的振幅B变大即可。电感L与旋转电机的设计有关，因此不容易调整。此外，若推定用电压指令的角频率ωh变小则噪声变大，并不优选。另一方面，若使推定用电压指令的振幅B变得过大，则叠加了推定用电压指令后的电压指令将超过电源电压VDC的限制(+VDC/2～-VDC/2)，因此，推定用电压指令的振幅B的增加量存在上限。

优选为基于上述内容来设定三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh，并提高电流中所包含的推定用电压指令的频率分量Ih的振幅A的耐噪性。例如，在想要使用推定用电压指令来进行角度推定的旋转电机的运转区域中，在三相的驱动电压指令的振幅为最大的运转条件下，可以将收敛在电源电压VDC的限制的范围内的推定用电压指令的振幅的最大值设定为推定用电压指令的振幅。或者，可以将比收敛在该电源电压VDC的限制的范围内的推定用电压指令的振幅的最大值要小、但能确保耐噪性的值设定为推定用电压指令的振幅。

1-3-4.电压指令值计算部

电压指令计算部36将推定用电压指令与驱动电压指令相加来计算电压指令。本实施方式中，电压指令计算部36如下式所示那样，将三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh分别与三相的驱动电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref相加，来计算三相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*。

Vu＊＝Vu＿ref+Vuh

Vv＊＝Vv＿ref+Vvh···(3)

Vw＊＝Vw＿ref+Vwh

1-3-5.载波生成部

载波生成部37生成与推定用电压指令的周期Th相同的周期Th的载波。载波以0为中心，以电源电压VDC/2的振幅振动。

＜相间的相位差＞

本实施方式中，如图5所示，载波生成部37生成与三相各相对应的3个载波Cau、Cav、Caw。三相的载波Cau、Cav、Caw在相间设有载波周期Th的1/3周期的相位差。即，若将载波的1周期Th设为360，则V相的载波Cav相对于U相的载波Cau具有120°的相位延迟，W相的载波Caw相对于V相的载波Cav具有120°的相位延迟，U相的载波Cau相对于W相的载波Caw具有120°的相位延迟。另外，三相的载波Cau、Cav、Caw设为彼此具有相位差的相同波形。

将加上推定用电压指令后的电压指令与载波进行比较，并生成用于使开关元件导通关断的PWM控制信号。因此，通过对载波也设置与推定用电压指令同样的相间的相位差，从而也能对比较结果的PWM控制信号提供相间的相位差，在PWM控制信号中能使推定用电压指令的相位差的信息留下较多。由此，能使角度推定所需的推定用电压指令的频率分量Ih有效地叠加于各相的绕组电流。

＜载波的波形＞

如图5所示，载波生成部37生成从峰的顶点开始在谷的顶点结束的1.5周期的三角波，以作为1周期Th的载波。另外，载波生成部37也可以生成从谷的顶点开始在峰的顶点结束的1.5周期的三角波，以作为1周期Th的载波。

如上所述，电流检测部31在各相的载波的峰的顶点检测各相的电流Iu、Iv、Iw，但在推定用电压指令的1周期Th中，载波的峰的顶点存在2次。因此，电流检测部31在推定用电压指令的1周期Th中能检测2次电流。由此，容易检测电流中所包含的推定用电压指令的频率分量Ih的振幅A。

1-3-6.电压施加部

电压施加部38基于电压指令与载波的比较结果，将电压施加到绕组。电压施加部38通过使逆变器2所具有的多个开关元件导通关断，来将电压施加到绕组。

电压施加部38在对应相彼此中将三相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三相的载波Cau、Cav、Caw进行比较，并生成三相的PWM控制信号SWu、SWv、SWw。如图6所示，对于各相，在电压指令超过载波的情况下，电压施加部38使PWM控制信号导通，在电压指令低于载波的情况下，电压施加部38使PWM控制信号关断。电压施加部38将三相的PWM控制信号SWu、SWv、SWw输出到逆变器2。对于各相，在PWM控制信号导通的情况下，正极侧的开关元件22a导通且负极侧的开关元件22b截止，在PWM控制信号关断的情况下，正极侧的开关元件22a截止且负极侧的开关元件22b导通。

图6示出三相的PWM控制信号SWu、SWv、SWw的生成的示例。这里，三相的驱动电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref被设定为零，三相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*变为与三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh相等。如用○标记示出开关元件进行开关的部位那样，对于各相，在推定用电压指令的1周期Th中进行4次开关。专利文献2的技术中，在位置推定用电压的1周期中进行了6次开关，但在本实施方式中，能减少到2/3，能降低开关损耗和因开关而产生的电磁噪声。

三相的载波也设有与三相的推定用电压指令同样的相间的相位差，因此，三相的PWM控制信号的波形成为彼此具有相位差的同样的波形。由此，即使是较少的开关次数，也能使三相的推定用电压指令的相位差的信息较多地残留在三相的PWM控制信号中。

＜推定用电压指令与载波的关系＞

这里，对三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh与三相的载波Cau、Cav、Caw的关系性进行说明。如上述那样，专利文献2中使用的位置推定用电压具有载波的周期3倍的周期(专利文献2的图6)。因此，在位置推定用电压的每1个周期中开关进行了6次。如上述那样，当使推定用电压指令高频化时，从开关损耗等观点出发，推定用电压指令的1周期Th中的开关次数较少更为合适。因此，如图4那样设定三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh，以使得推定用电压指令的每1个周期Th的开关次数变少。

另一方面，如果仅减少推定用电压指令的1周期Th中的开关次数，则将载波的波形保持为现有的三角波，并且仅将推定用电压指令设为图4的波形也能达成。然而，如果要在推定用电压指令的1周期Th中检测2次电流，则需要将三角波的周期设为推定用电压指令的周期Th的2倍，PWM控制信号的周期成为推定用电压指令的周期Th的2倍，推定用电压指令的频率fh的1/2倍的频率分量叠加到电流。因此，即使将推定用电压指令的频率fh设定为人的可听范围以上，也会产生其以下的频率，无法充分降低噪声。

另一方面，本实施方式中，如图6所示，载波的周期设为与推定用电压指令的周期Th相同，因此，PWM控制信号的周期也能设为与推定用电压指令的周期Th相同，能抑制可听范围以下的频率分量叠加到电流，并能降低因叠加推定用电压指令而产生的噪声。

1-3-7.角度推定部

角度推定部32基于电流的检测值来推定转子的电气角处的旋转角度θ(磁极位置θ)。角度推定部32从电流的检测值中提取推定用电压指令的周期Th的频率分量Ih，并基于频率分量Ih来推定旋转角度θ(磁极位置θ)。

如使用式(2)的第3式所说明的那样，利用电流中所包含的推定用电压指令的频率分量Ih的振幅A根据电感L而变化的情况来推定磁极位置θ，其中，电感L根据磁极位置θ而变化。另外，由于转子具有凸极性，因此，静止坐标系的电感L根据磁极位置θ而变化，在电感L与磁极位置θ之间存在规定的关系。

＜电流检测定时＞

使用图7来说明本实施方式所涉及的电流检测。另外，图7的示例中，与图6的示例相比，三相的载波Cau、Cav、Caw相对于三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh偏移了1/3周期。

如上述那样，电流传感器4设置在负极侧的开关元件22b的负极侧，电流检测在负极侧的开关元件22b导通的载波的峰的顶点执行。在推定用电压指令的1周期Th内，载波的峰的顶点存在2次。另外，如果是PWM控制信号为关断、负极侧的开关元件22b为导通的期间，即使是载波的峰的顶点以外的定时，也可以检测电流，使电流检测次数增加。

或者，可以利用三相的电流Iu、Iv、Iw的合计值为零(Iu+Iv+Iw＝0)的情况，基于2个相的电流检测值来计算剩余1个相的电流检测。例如，即使是U相的载波Cau为谷的顶点、且无法检测U相的电流Iu的时刻，V相的载波Cav和W相的载波Caw为峰的顶点，可检测V相的电流Iv和W相的电流Iw。然后，计算对V相的电流检测值Iv和W相的电流检测值Iw的合计值乘以-1后而得的值，以作为U相的电流检测值Iu。由此，能使1周期Th的电流检测次数增加到3次。

＜角度推定部的详细结构＞

本实施方式中，角度推定部32基于在推定用电压指令的1周期Th内检测出的至少2次(本示例中，2次)的电流检测值来计算电流中所包含的推定用电压指令的频率分量Ih的振幅A，并基于振幅A来推定旋转角度θ(磁极位置θ)。

如图8所示，角度推定部32包括三相各相的振幅计算部32au、32av、32aw和角度计算部32b。

U相的振幅计算部32au从U相的电流检测值Iu中提取推定用电压指令的频率分量Ihu，并基于频率分量Ihu来计算U相电流中所包含的推定用电压指令的频率分量的振幅Au。V相的振幅计算部32av从V相的电流检测值Iv中提取推定用电压指令的频率分量Ihv，并基于频率分量Ihv来计算V相电流中所包含的推定用电压指令的频率分量的振幅Av。W相的振幅计算部32aw从W相的电流检测值Iw中提取推定用电压指令的频率分量Ihw，并基于频率分量Ihw来计算W相电流中所包含的推定用电压指令的频率分量的振幅Aw。

频率分量的提取处理中，可以使用使推定用电压指令的频率fh的分量通过、使推定用电压指令的频率fh以外的分量衰减的带通滤波处理。振幅的计算处理中，可以使用自相间积分，也可以简单计算最大值与最小值的差分来作为振幅。或者，在频率分量的提取处理和振幅的计算处理中，可以使用仅提取推定用电压指令的频率fh的傅里叶变换。

或者，如图7的U相的电流检测值Iu所示那样，推定用电压指令的频率分量Ihu的振幅Au与推定用电压指令的1周期Th内检测出的2个电流检测值的差分成比例。因此，三相各相的振幅计算部32au、32av、32aw对于各相可以计算在推定用电压指令的1周期Th内检测出的2个电流检测值的差分，并计算电流检测值的差分来作为电流中所包含的推定用电压指令的频率分量的振幅。

例如，如图9中示出U相的电流检测值Iu的示例那样，U相的振幅计算部32au在推定用电压指令的1周期Th内的第2次的电流检测定时，从在第1次的电流检测定时检测出的U相的电流检测值Iu1中减去在第2次的电流检测定时检测出的U相的电流检测值Iu2，并计算由此得到的值的绝对值，以作为U相的电流中所包含的推定用电压指令的频率分量的振幅Au(Au＝|Iu1-Iu2|)。

然后，角度计算部32b基于三相各相的电流中所包含的推定用电压指令的频率分量的振幅Au、Av、Aw，来推定磁极位置θ。例如，角度计算部32b可以将三相的振幅Au、Av、Aw从三相转换为二相，之后进行反正切运算来计算磁极位置θ，可以对三相的振幅Au、Av、Aw的任一个进行反余弦运算来计算磁极位置θ，也可以对三相的振幅Au、Av、Aw分别进行反余弦运算来运算3个磁极位置θ，并将平均值设为最终的磁极位置θ。

2.实施方式2

接着，对实施方式2所涉及的旋转电机的控制装置10进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的控制装置10的基本结构与实施方式1相同，但推定指令生成部35的结构与实施方式1不同。

如图10所示，与实施方式1同样地，推定用电压指令的1周期Th被均等分割为3个，这是所需最低限度的分割数。然而，与实施方式1不同，本实施方式中，在3个分割期间中，各相的推定用电压指令设定为3个分割期间的值彼此不同。各分割期间成为120°的期间，各相的推定用电压指令在相间分别错开1个分割期间。

与实施方式1同样地，在各时刻，设定为三相的推定用电压指令Vuh、Vvh、Vwh的合计值为0。设定为1周期中的各相的推定用电压指令的积分值为0。

图10的示例中，推定用电压指令的1周期Th内的第2个分割期间的推定用电压指令被设定为零，第1个分割期间的推定用电压指令被设定为负值，第3个分割期间的推定用电压指令被设定为第1个分割期间的负值的正负反转值(正值)。另外，如果三相的合计值为零、各相的1周期的积分值为零，则各分割期间的值可以替换。

与实施方式1同样地，载波生成部37生成从峰的顶点开始在谷的顶点结束的1.5周期的三角波，以作为1周期Th的载波。图11、图12和图13中示出U相的控制动作的示例。图11至图13中，推定用电压指令的相位相对于载波分别具有120°的不同。

如图11至图13所示，如果推定用电压指令的相位相对于载波不同，则U相的PWM控制信号SWu的波形不同，叠加到U相电流的推定用电压指令的频率分量的波形也不同。因此，在推定用电压指令的1周期Th内检测出的2个电流检测值的差分的大小不同。2个电流检测值的差分越大，则耐噪性变得越高，因此，相对于图12的相位差的设定，图11或图13的相位差的设定更为优选。由此，根据旋转电机的电气特性来设定载波、推定用电压指令的波形以及相对相位，从而能使2个电流检测值的差分变大，能提高耐噪性。

3.实施方式3

接着，对实施方式3所涉及的旋转电机的控制装置10进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的控制装置10的基本结构与实施方式1相同，但载波生成部37的结构与实施方式1不同。

本实施方式中，如图14所示，载波生成部37生成1周期的非对称的三角波，以作为1周期Th的载波。非对称的三角波是增加时的斜率与减少时的斜率不同的三角波。另外，实施方式1和2中使用了对称的三角波，增加时的斜率与减少时的斜率相同。三相的载波Cau、Cav、Caw在相间设有载波的周期Th的1/3周期的相位差。

实施方式1中，推定用电压指令的每1周期Th的开关次数为4次，与此相对，本实施方式中，推定用电压指令的每1周期Th的开关次数变为2次。通过进一步降低开关次数，从而能进一步降低开关损耗以及因开关而产生的电磁噪声。

如图15中示出电流检测的动作那样，本实施方式中，电流检测部31在各相的载波的峰的顶点以及谷的顶点双方处基于各相的电流传感器4的输出信号，来检测各相的电流Iu、Iv、Iw。

本实施方式中，电流传感器4设置在连接开关元件的串联电路与绕组的各相的电线上，能在任意定时检测电流，而与开关元件导通的期间无关。另外，除了负极侧的开关元件22a的负极侧以外，在正极侧的开关元件22a的正极侧也设有电流传感器4。

即使减少开关次数，也能将推定电压指令的1周期Th内的电流检测次数维持在2次，因此，与实施方式1同样地，能从电流的检测值中提取推定用电压指令的周期Th的频率分量(本示例中，在推定用电压指令的1周期Th内计算2个电流检测值的差分)，并能推定旋转角度θ。

或者，即使在仅负极侧的开关元件22a的负极侧设有电流传感器4的情况下，如图16中示出U相的电路检测的动作那样，如果在PWM控制信号关断、负极侧的开关元件22b截止的期间检测2次电流，则在推定用电压指令的1周期Th内，也能检测2次电流。由此，能提取推定用电压指令的周期Th的频率分量，能推定旋转角度θ。

可以将上述各实施方式的旋转电机的控制装置10应用于对汽车的转向进行辅助的电动助力转向装置的控制装置。该情况下，能推定转子的旋转角度并控制旋转电机的输出转矩，而不使用角度传感器。此外，即使叠加推定用电压指令，也能抑制噪声增加，并抑制开关次数增加。由此，能得到廉价、舒适的电动助力转向装置。

此外，可以将上述各实施方式的旋转电机的控制装置10应用于电动车、混合动力车的驱动用旋转电机或发电用旋转电机的控制装置。该情况下，同样地，也能得到抑制了开关损耗的增加的高效率的旋转电机。或者，也可以设为对各种用途的旋转电机进行控制的旋转电机的控制装置10。

虽然本申请记载了各种示例性实施方式和实施例，但是在一个或多个实施方式中记载的各种特征、方式和功能不限于特定实施方式的应用，可以单独地或以各种组合来应用于实施方式。因此，可以认为未例示的无数变形例也包含在本申请说明书所公开的技术范围内。例如，设为包括对至少一个构成要素进行变形、追加或省略的情况，以及提取至少一个构成要素并与其他实施方式的构成要素进行组合的情况。

标号说明

1旋转电机

2逆变器

4电流传感器

10旋转电机的控制装置

22a正极侧的开关元件

22b负极侧的开关元件

25直流电源

31电流检测部

32角度推定部

33电压检测部

34电流控制部

35推定用指令生成部

36电压指令计算部

37载波生成部

38电压施加部

Cau、Cav、Caw三相的载波

Vuh、Vvh、Vwh三相的推定用电压指令

θ旋转角度(磁极位置)

fh推定用电压指令的频率

ωh推定用电压指令的角频率。

Claims (6)

1.一种旋转电机的控制装置，经由逆变器对转子具有凸极性的旋转电机进行控制，所述旋转电机的控制装置的特征在于，包括：

电流检测部，该电流检测部对流过设置于所述旋转电机的定子的绕组的电流进行检测；

角度推定部，该角度推定部基于所述电流的检测值来推定转子的旋转角度；

电流控制部，该电流控制部基于所述电流的检测值，来运算用于驱动所述旋转电机的驱动电压指令；

推定用指令生成部，该推定用指令生成部生成推定用电压指令；

电压指令计算部，该电压指令计算部将所述推定用电压指令与所述驱动电压指令相加来计算电压指令；

载波生成部，该载波生成部生成载波；以及

电压施加部，该电压施加部基于所述电压指令与所述载波的比较结果，使所述逆变器所具有的开关元件导通关断并将电压施加到所述绕组，

所述推定用指令生成部在固定于所述绕组的静止坐标系上生成预先设定的周期的所述推定用电压指令，

所述载波生成部生成与所述推定用电压指令的周期相同周期的所述载波，

所述角度推定部从所述电流的检测值中提取所述推定用电压指令的周期的频率分量，并基于所述频率分量来推定所述旋转角度，

所述载波生成部生成从峰的顶点开始在谷的顶点结束、或从谷的顶点开始在峰的顶点结束的1.5周期的三角波，以作为1周期的所述载波。

2.如权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述绕组是三相的绕组，

所述载波生成部生成与三相各相对应的3个所述载波，3个所述载波在相间设有所述载波的周期的1/3周期的相位差，

所述推定用指令生成部生成与三相各相对应的3个所述推定用电压指令，3个所述推定用电压指令在相间设有所述推定用电压指令的周期的1/3周期的相位差。

3.如权利要求1或2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电流检测部在所述载波的1周期中至少检测2次电流。

4.如权利要求1或2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述逆变器的正极侧的开关元件和负极侧的开关元件的串联电路上设有电流传感器，

当所述正极侧的开关元件或所述负极侧的开关元件导通时，所述电流检测部基于所述电流传感器的输出信号来检测所述电流。

5.如权利要求1或2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述绕组是三相的绕组，

所述推定用指令生成部生成与三相各相对应的3个所述推定用电压指令，3个所述推定用电压指令在相间设有所述推定用电压指令的周期的1/3周期的相位差，

在将所述推定用电压指令的1周期均等分割为3个而得的3个分割期间中，各相的所述推定用电压指令的至少2个分割期间的值彼此不同。

6.如权利要求1或2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述推定用电压指令的周期的频率在18000Hz以上。