WO2020230339A1 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

磁極位置（回転角度）の推定遅れを低減しつつ、推定用電圧指令によるスイッチング周波数の高周波数化を抑制できる回転電機の制御装置を提供する。電圧指令と搬送波との比較結果に基づいて、インバータ（２）が有するスイッチング素子をオンオフして巻線に電圧を印加させ、巻線に固定された静止座標系上で、予め設定された周期の推定用電圧指令を生成し、推定用電圧指令の周期と同じ周期の搬送波を生成し、電流の検出値から、推定用電圧指令の周期の周波数成分を抽出し、周波数成分に基づいて、回転角度（θ）を推定する回転電機の制御装置（１０）。

Description

回転電機の制御装置

　本願は、回転電機の制御装置に関するものである。

　回転電機の精緻な制御には、回転電機の回転子の磁極位置情報（回転角度情報）に基づいて、巻線への給電を制御する制御装置が必要である。従来、回転子の磁極位置情報は、回転電機に取り付けられた回転センサより取得している。しかし、回転センサの設置は、コストの上昇に加え、取り付けスペースの確保が必要になるほか、回転センサに異常が発生したときの対処が必要となるといった不利益も多い。そこで、回転センサを設置することなく、回転子の磁極位置情報を推定するセンサレス磁極位置推定方法が多数提案されている。

　センサレス磁極位置推定方法には大きく分けて２つの方法がある。第１の推定方法は、回転電機の誘起電圧を推定することにより回転子の磁極位置を推定する誘起電圧方式である。誘起電圧方式は、回転電機が誘起電圧を発生する程度に回転している場合には、精度良く磁極位置を推定することが可能であるが、誘起電圧を発生しない、或いは、誘起電圧をほとんど発生しない回転速度が低い領域では、磁極位置を推定することが困難である。

　第２の推定方法は、回転電機の突極性を利用して回転子の磁極位置を推定する高周波重畳方式である。高周波重畳方式は、磁極位置推定用の高周波電圧を回転電機に重畳し、インダクタンスの位置依存性に起因する電流の振幅変化から磁極位置を推定する。そのため、回転速度が低い領域でも利用することが可能である。

　しかし、突極性を利用した高周波重畳方式では磁極位置を推定するために、高周波電圧を印加することから、高周波電圧の周波数に応じた騒音が発生するという課題がある。例えば、特許文献１では、位置推定制御に、回転子の回転に同期して回転するｄｑ軸（交番電圧）基準の高周波電圧を使用している。本方式は、搬送波（キャリア波）の周期（三角波１つ分）と等しい周期の高周波電圧を使用するため、高周波電圧を高周波数化し易い特徴を有する。すなわち、高周波電圧の周波数を人間の可聴域外に設定することで、騒音を低下することが可能である。

　特許文献２では、位置推定制御にＵＶＷ軸基準の高周波電圧を使用している。本方式は、回転電機の固定子巻線に固定された静止座標系であるＵＶＷ軸座標系において、一定周期で回転する電圧ベクトルを印加し、その応答である高周波の電流振幅が、インダクタンスの位置依存性と相似形の位置依存性を持つことを利用して磁極位置を直接推定する。そのため、第１の推定方法のように、位置誤差をＰＩＤ制御する必要がなく、推定時に応答遅れが生じない。

特開２０１６－２１８００号公報 特許第６２０３４３５号

　しかしながら、ｄｑ軸基準の高周波電圧を使用している特許文献１では、磁極位置の推定に、実回転子位置と推定位置の誤差Δθを用いたＰＩＤ制御を含むオブザーバを使用している。すなわち、誤差Δθをフィードバックして、積分することで最新の推定位置を更新している。よって、ＰＩＤ制御ゲインにより設定したフィードバックの応答周波数以下の応答性でしか位置を推定できない。また、磁極位置推定の応答性は電流制御の応答性よりも下げなければならず、位置推定を高応答化することができない。

　これに対して、特許文献２のような位置推定装置は、回転電機のＵＶＷ軸基準の高周波電圧を使用している。特許文献２の図６が示す位置推定用の電圧指令（高周波電圧指令）の波形図の通り、高周波電圧を生成するために三角波３つ分の搬送波を必要とする。なぜなら、三角波の半周期を１区間としたとき、ＰＷＭインバータではこの半周期の間に１回しか出力電圧が変化しない。つまり、高周波電圧の１周期を３６０°としたとき、各相が１２０°ずつずれた三相交流の高周波電圧を生成するために、相間で２区間ずらした上、６区間で１周期となるように高周波電圧を設定しなければならなかった。高周波波形を、最も簡素な矩形波で表現すると、１８０°ごとに立ち上りと立ち下がりを繰り返す。相間で１２０°の位相差を設定すると、各相の立ち上りは、相間で１２０°の位相差となり、ある相の立ち上りと異なる相の立下りは、６０°の位相差となる。

　したがって、特許文献２の技術では、高周波電圧の１周期を、６０°で６分割する必要があり、６区間が必要となる。そのため、１区間を三角状の搬送波の半周期とすると、高周波電圧の１周期に対して３周期の搬送波が必要となる。特許文献１の方式と比較すると、高周波電圧の１周期あたりに必要な搬送波（三角波）は３倍であり、スイッチング回数も３倍である。すなわち、特許文献２の技術では、高周波電圧の印加に起因する騒音を低減するために、高周波電圧の周波数を増加しようとすると、ＵＶＷ軸基準の高周波電圧は、ｄｑ軸基準の高周波電圧に比べ、単位時間当たりのスイッチング回数が多くなり、スイッチング損失及び電磁ノイズが増大する。スイッチング損失は、インバータのスイッチング素子をスイッチする際に生じるエネルギ損失であり、スイッチング回数に比例して損失が増大するため、省エネルギの観点で重要である。また、電磁ノイズは、単位時間当たりのスイッチング回数すなわちスイッチング頻度が高い程、ノイズの周波数が高くなり、かつ、ノイズの大きさが増大するため、ＥＭＩ（電波障害）の観点で重要である。つまり、スイッチング頻度を下げることが重要である。

　以上のことから、特許文献１のｄｑ軸基準の高周波電圧では、高周波電圧によるスイッチング周波数の高周波数化を抑制できるが、位置推定の応答性が悪く、特許文献２のＵＶＷ軸基準の高周波電圧では、位置推定の応答性を向上できるが、高周波電圧によるスイッチング周波数の高周波数化を招く。よって、両技術とも、一長一短があり、利点と不利点とがトレードオフの関係にある。

　そこで、磁極位置（回転角度）の推定遅れを低減しつつ、推定用電圧指令によるスイッチング周波数の高周波数化を抑制できる回転電機の制御装置が望まれる。

　本願に係る回転電機の制御装置は、
　回転子に突極性を有する回転電機を、インバータを介して制御する回転電機の制御装置であって、
　前記回転電機の固定子に設けられた巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
　前記電流の検出値に基づいて、回転子の回転角度を推定する角度推定部と、
　前記電流の検出値に基づいて、前記回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算する電流制御部と、
　推定用電圧指令を生成する推定用指令生成部と、
　前記推定用電圧指令を前記駆動電圧指令に加算して電圧指令を算出する電圧指令算出部と、
　搬送波を生成する搬送波生成部と、
　前記電圧指令と前記搬送波との比較結果に基づいて、インバータが有するスイッチング素子をオンオフして前記巻線に電圧を印加させる電圧印加部と、を備え、
　前記推定用指令生成部は、前記巻線に固定された静止座標系上で、予め設定された周期の前記推定用電圧指令を生成し、
　前記搬送波生成部は、前記推定用電圧指令の周期と同じ周期の前記搬送波を生成し、
　前記角度推定部は、前記電流の検出値から、前記推定用電圧指令の周期の周波数成分を抽出し、前記周波数成分に基づいて、前記回転角度を推定するものである。

　本願に係る回転電機の制御装置によれば、推定用電圧指令の周期と、搬送波の周期とが同じ周期とされているので、推定用電圧指令の１周期あたりのスイッチング回数を低減することができる。よって、スイッチング損失及びスイッチングにより生じる電磁ノイズを軽減できる。加えて、巻線に固定された静止座標系上で、推定用電圧指令を生成しているため、突極性を有する回転子のインダクタンスの磁極位置依存性を利用して、電流の検出値から、推定用電圧指令の周期の周波数成分を抽出し、周波数成分に基づいて、直接的に回転角度を推定することができ、推定遅れを低減することができる。

実施の形態１に係る回転電機、インバータ、及び回転電機の制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る回転電機の制御装置の概略ブロック図である。 実施の形態１に係る回転電機の制御装置のハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る三相の推定用電圧指令のタイムチャートである。 実施の形態１に係る三相の搬送波のタイムチャートである。 実施の形態１に係る推定用電圧指令と搬送波との比較による、ＰＷＭ制御信号の生成を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態１に係る推定用電圧指令、搬送波、及び電流の検出値の挙動を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態１に係る角度推定部の概略ブロック図である。 実施の形態１に係るＵ相の推定用電圧指令、搬送波、及び電流の検出値の挙動を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態２に係る三相の推定用電圧指令のタイムチャートである。 実施の形態２に係る、推定用電圧指令と搬送波との位相設定に対する電流の検出値の挙動を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態２に係る、推定用電圧指令と搬送波との位相設定に対する電流の検出値の挙動を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態２に係る、推定用電圧指令と搬送波との位相設定に対する電流の検出値の挙動を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態３に係る推定用電圧指令と搬送波との比較による、ＰＷＭ制御信号の生成を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態３に係る推定用電圧指令、搬送波、及び電流の検出値の挙動を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態３に係るＵ相の推定用電圧指令、搬送波、及び電流の検出値の挙動を説明するためのタイムチャートである。

１．実施の形態１
　実施の形態１に係る回転電機の制御装置１０（以下、単に制御装置１０と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る回転電機１、インバータ２、及び制御装置１０の概略構成図である。

１－１．回転電機
　回転電機１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを設けた固定子と、永久磁石を設けた回転子と、を有する永久磁石同期回転電機とされている。三相巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされている。なお、三相巻線は、デルタ結線とされてもよい。回転子は、突極性を有しており、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとが異なる。例えば、永久磁石が、回転子の内部に埋め込まれた埋込磁石同期回転電機とされる。

１－２．インバータ
　インバータ２は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源２５と三相巻線との間で直流交流変換を行う。インバータ２は、直流電源２５の正極側に接続される正極側のスイッチング素子２２ａと直流電源２５の負極側に接続される負極側のスイッチング素子２２ｂとが直列接続された直列回路を、三相各相の巻線に対応して３セット設けている。インバータ２は、３つの正極側のスイッチング素子２２ａと、３つの負極側のスイッチング素子２２ｂとの、合計６つのスイッチング素子を備えている。そして、正極側のスイッチング素子２２ａと負極側のスイッチング素子２２ｂとが直列接続されている接続点が、対応する相の巻線に接続されている。

　スイッチング素子には、ダイオード２３が逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、又は逆並列接続されたダイオードの機能を有するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、制御装置１０に接続されている。各スイッチング素子は、制御装置１０から出力されるＰＷＭ制御信号ＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗによりオンオフされる。

　平滑コンデンサ２４は、インバータ２の正極側と負極側との間に接続される。電圧センサ３は、直流電源２５の直流電圧に応じた電気信号を出力する。電圧センサ３の出力信号は、制御装置１０に入力される。

　インバータ２には、巻線に流れる電流を検出するための電流センサ４が設けられている。本実施の形態では、電流センサ４は、正極側のスイッチング素子２２ａ及び負極側のスイッチング素子２２ｂの直列回路上に設けられている。本例では、各相の直列回路上における、負極側のスイッチング素子２２ｂの負極側にシャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗが直列接続されている。各相のシャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗの両端電位差が、制御装置１０に入力される。なお、各相の直列回路上における、正極側のスイッチング素子２２ａの正極側にシャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗが直列接続されてもよい。或いは、電流センサ４は、スイッチング素子の直列回路と巻線とをつなぐ各相の電線上に備えられた、ホール素子等とされてもよい。

　直流電源２５には、充放電可能な蓄電装置（例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池、電気二重層キャパシタ）が用いられる。なお、直流電源２５には、直流電圧を昇圧したり降圧したりする直流電力変換器であるＤＣ－ＤＣコンバータが設けられてもよい。

１－３．制御装置
　制御装置１０は、インバータ２を介して回転電機１を制御する。図２に示すように、制御装置１０は、後述する電流検出部３１、角度推定部３２、電圧検出部３３、電流制御部３４、推定用指令生成部３５、電圧指令算出部３６、搬送波生成部３７、及び電圧印加部３８等を備えている。制御装置１０の各機能は、制御装置１０が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１０は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。

　演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、電圧センサ３、電流センサ４等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。

　そして、制御装置１０が備える図２の各制御部３１～３８等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置１０の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１～３８等が用いる設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置１０の各機能について詳細に説明する。

１－３－１．各検出部
　電圧検出部３３は、直流電源２５の電源電圧ＶＤＣを検出する。本実施の形態では、電圧検出部３３は、電圧センサ３の出力信号に基づいて、電源電圧ＶＤＣを検出する。

　電流検出部３１は、三相の巻線に流れる巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。本実施の形態では、電流検出部３１は、電流センサ４の出力信号に基づいて、インバータ２から各相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。

　本実施の形態では、電流センサ４は、各相の直列回路上における、負極側のスイッチング素子２２ｂの負極側に設けられており、負極側のスイッチング素子２２ｂがオンになり、電流センサ４に電流が流れたタイミングで電流を検出する必要がある。そこで、電流検出部３１は、各相について、負極側のスイッチング素子２２ｂがオンにされたときに、電流センサの出力信号に基づいて、電流を検出する。本実施の形態では、電流検出部３１は、各相の搬送波の山の頂点で、各相の電流センサ４の出力信号に基づいて、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。なお、スイッチングによるリンギングの影響、演算処理装置９０の処理順序により、電流検出は、山の頂点から数ｕｓから数十ｕｓ遅れて実行されてもよい。

　なお、電流センサ４が、各相の直列回路上における、正極側のスイッチング素子２２ａの正極側に設けられている場合は、電流検出部３１は、各相について、正極側のスイッチング素子２２ａがオンにされたときに、電流センサの出力信号に基づいて、電流を検出してもよく、電流検出部３１は、各相の搬送波の谷の頂点で、各相の電流センサ４の出力信号に基づいて、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出してもよい。

１－３－２．電流制御部
　電流制御部３４は、電流の検出値に基づいて、回転電機１を駆動するための駆動電圧指令を演算する。電流制御部３４は、電流指令算出部３４ａ、電流座標変換部３４ｂ、及びフィードバック制御部３４ｃ、及び電圧座標変換部３４ｄを備えている。

　電流指令算出部３４ａは、ｄ軸の電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸の電流指令Ｉｑ＿ｒｅｆを算出する。ｄｑ軸の電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆ、Ｉｑ＿ｒｅｆの算出には、最大トルク電流制御、弱め磁束制御、及びＩｄ＝０制御などの公知の電流ベクトル制御方法が用いられる。

　電流座標変換部３４ｂは、三相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、後述する角度推定部３２が推定した磁極位置θに基づいて、三相二相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸の電流検出値Ｉｄ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑを算出する。ここで、ｄ軸は、回転子に設けられた永久磁石のＮ極の向き（磁極位置）に定められ、ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０°（π／２）進んだ方向に定められている。

　フィードバック制御部３４ｃは、ｄｑ軸の電流指令Ｉｄ＿ｒｅｆ、Ｉｑ＿ｒｅｆとｄｑ軸の電流検出値Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差を算出し、電流偏差に基づくＰＩＤ制御等の制御演算を行って、ｄ軸の駆動電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸の駆動電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆを算出する。

　電圧座標変換部３４ｄは、ｄｑ軸の駆動電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ、Ｖｑ＿ｒｅｆに対して、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び二相三相変換を行って、Ｕ相の駆動電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖ相の駆動電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ、及びＷ相の駆動電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆを算出する。三相の駆動電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆの主成分は、回転電機１を駆動するための三相の交流電圧（正弦波）であり、基本波と呼ぶ。基本波は、回転電機の電気角１周期と同じ周期となる。

１－３－３．推定用指令生成部
　推定用指令生成部３５は、巻線に固定された静止座標系上で、予め設定された周期Ｔｈの推定用電圧指令を生成する。推定用電圧指令の周期Ｔｈの周波数ｆｈは、三相の駆動電圧指令（基本波）の周波数よりも高い。

＜周波数の設定＞
　本実施の形態では、推定用電圧指令の周期Ｔｈの周波数ｆｈは、１８０００Ｈｚ以上に設定されている。なお、周波数ｆｈは、推定用電圧指令の周期Ｔｈの逆数である（ｆｈ＝１／Ｔｈ）。これにより、推定用電圧指令の周波数ｆｈを、人間の可聴域以上（１８０００Ｈｚ）に設定することができ、推定用電圧指令を電圧指令に重畳することにより発生する騒音を低下させることができる。

＜相間の位相差＞
　本実施の形態では、図４に示すように、推定用指令生成部３５は、三相の各相に対応する３つの推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを生成する。三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈは、相間で、推定用電圧指令の周期の１／３周期の位相差が設けられている。すなわち、推定用電圧指令の１周期Ｔｈを３６０°とすると、Ｖ相の推定用電圧指令Ｖｖｈは、Ｕ相の推定用電圧指令Ｖｕｈに対して１２０°の位相遅れを有し、Ｗ相の推定用電圧指令Ｖｗｈは、Ｖ相の推定用電圧指令Ｖｖｈに対して１２０°の位相遅れを有し、Ｕ相の推定用電圧指令Ｖｕｈは、Ｗ相の推定用電圧指令Ｖｗｈに対して１２０°の位相遅れを有している。なお、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈは、互いに位相差を有する同じ波形とされている。

＜１周期の３分割＞
　推定用電圧指令は、余弦波（又は正弦波）とされてもよいが、高い周波数の余弦波を生成するためには、処理負荷が増加する。そこで、処理負荷を低減しつつ、相間で１２０°の位相差を有し、所定の周波数ｆｈの成分を有する推定用電圧指令を生成することが望ましい。

　本実施の形態では、１２０°の位相差を設けるために、１周期Ｔｈが、必要最低限の分割数である３つに均等分割されている。そして、各相の推定用電圧指令は、３つの分割期間において、少なくとも２つの分割期間の値が互いに異なるように設定される。本実施の形態では、３つの分割期間において、２つの分割期間の値が互いに異なるように設定されている。よって、１つの分割期間の値と、残りの２つの分割期間の値とが、互いに異なるように設定されている。各分割期間は、１２０°の期間となっており、各相の推定用電圧指令は、相間で、１つの分割期間ずつずれている。

　このように、各相の推定用電圧指令は、１周期Ｔｈにおいて、異なる２つの値となり、この周期Ｔｈの周波数ｆｈの成分を有することとなる。よって、巻線を流れる電流に推定用電圧指令の周波数ｆｈ成分を発生させることができ、電流の検出値に基づいて、回転角度を推定することが可能となる。この１周期において異なる２つの値となることが、回転角度を推定するための最低限の電圧指令であり、推定用電圧指令を生成するための処理負荷を最小にすることができる。なお、後述する実施の形態２のように、各相の推定用電圧指令が、１周期Ｔｈにおいて、異なる３つ以上の値になってもよい。

　次式に示すように、各時刻において、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの合計値が０になり、三相平衡になるように設定されている。また、１周期における各相の推定用電圧指令の積分値が０になるように設定されている。
　Ｖｕｈ＋Ｖｖｈ＋Ｖｗｈ＝０　　　　・・・（１）

　なお、各相の推定用電圧指令をオフセット的にずらし、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの合計値が、０からオフセット的にずれてもよい。

＜推定用電圧指令と電流の周波数成分との関係＞
　ここで、推定用電圧指令に含まれる推定用電圧指令の周波数ｆｈの成分が振幅Ｂの余弦波であると仮定した場合、推定用電圧指令Ｖｈ（ｔ）と、巻線に流れる交流電流に含まれる推定用電圧指令の周波数ｆｈの成分Ｉｈと、電流の周波数成分Ｉｈの振幅Ａと、の間には次式の関係がある。
　Ｉｈ（ｔ）＝Ａ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）
　Ｖｈ（ｔ）＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）
　　　　　　＝Ｌ×ｄＩｈ（ｔ）／ｄｔ　　　　　・・・（２）
　Ａ＝Ｂ／（Ｌ×ωｈ）

　ここで、ωｈは、推定用電圧指令の角周波数であり、ｔは、時間であり、Ｌは、回転電機のインダクタンスである。推定用電圧指令の角周波数ωｈは、２πを推定用電圧指令の周期Ｔｈで除算した値である。

　突極性があるので、インダクタンスＬは、磁極位置θに応じて変化し、インダクタンスＬと磁極位置θとの間には所定の関係がある。よって、式（２）の第３式から、電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈの振幅Ａに基づいて、磁極位置θを推定できることがわかる。

＜電流検出値のノイズ耐性＞
　また、電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈの振幅Ａが大きいほど、電流の検出値に重畳するノイズへの耐性が高くなる。式（２）の第３式から、周波数成分Ｉｈの振幅Ａを大きくするためには、インダクタンスＬを小さくするか、推定用電圧指令の角周波数ωｈを小さくするか、推定用電圧指令の振幅Ｂを大きくすればよい。インダクタンスＬは、回転電機の設計に関わるため調整するのは容易ではない。また、推定用電圧指令の角周波数ωｈは、小さくすると騒音が大きくなり、あまり望ましくない。一方、推定用電圧指令の振幅Ｂを大きくし過ぎると、推定用電圧指令を重畳した後の電圧指令が、電源電圧ＶＤＣの制限（＋ＶＤＣ／２～－ＶＤＣ／２）を超えてしまうので、推定用電圧指令の振幅Ｂの増加量には、上限がある。

　これらのことを踏まえ、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを設定し、電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈの振幅Ａのノイズ耐性を高めることが望ましい。例えば、推定用電圧指令を用いて角度推定を行いたい回転電機の運転領域において、三相の駆動電圧指令の振幅が最大になる運転条件において、電源電圧ＶＤＣの制限の範囲内に収まる推定用電圧指令の振幅の最大値を、推定用電圧指令の振幅に設定すればよい。或いは、その電源電圧ＶＤＣの制限の範囲内に収まる推定用電圧指令の振幅の最大値よりも小さいが、ノイズ耐性を確保できる値を、推定用電圧指令の振幅に設定すればよい。

１－３－４．電圧指令算出部
　電圧指令算出部３６は、推定用電圧指令を駆動電圧指令に加算して電圧指令を算出する。本実施の形態では、電圧指令算出部３６は、次式に示すように、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを、それぞれ、三相の駆動電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆに加算して、三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。
　Ｖｕ＊＝Ｖｕ＿ｒｅｆ＋Ｖｕｈ
　Ｖｖ＊＝Ｖｖ＿ｒｅｆ＋Ｖｖｈ　　　　・・・（３）
　Ｖｗ＊＝Ｖｗ＿ｒｅｆ＋Ｖｗｈ

１－３－５．搬送波生成部
　搬送波生成部３７は、推定用電圧指令の周期Ｔｈと同じ周期Ｔｈの搬送波を生成する。搬送波は、０を中心に電源電圧ＶＤＣ／２の振幅で振動する。

＜相間の位相差＞
　本実施の形態では、図５に示すように、搬送波生成部３７は、三相の各相に対応する３つの搬送波Ｃａｕ、Ｃａｖ、Ｃａｗを生成する。三相の搬送波Ｃａｕ、Ｃａｖ、Ｃａｗは、相間で、搬送波の周期Ｔｈの１／３周期の位相差が設けられている。すなわち、搬送波の１周期Ｔｈを３６０°とすると、Ｖ相の搬送波Ｃａｖは、Ｕ相の搬送波Ｃａｕに対して１２０°の位相遅れを有し、Ｗ相の搬送波Ｃａｗは、Ｖ相の搬送波Ｃａｖに対して１２０°の位相遅れを有し、Ｕ相の搬送波Ｃａｕは、Ｗ相の搬送波Ｃａｗに対して１２０°の位相遅れを有している。なお、三相の搬送波Ｃａｕ、Ｃａｖ、Ｃａｗは、互いに位相差を有する同じ波形とされている。

　推定用電圧指令が加算された電圧指令は、搬送波と比較され、スイッチング素子をオンオフするＰＷＭ制御信号が生成される。そのため、搬送波にも、推定用電圧指令と同様の相間の位相差を設けることで、比較結果のＰＷＭ制御信号にも相間の位相差を与えることができ、ＰＷＭ制御信号に推定用電圧指令の位相差の情報を多く残すことができる。よって、各相の巻線電流に、角度推定に必要な推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈを効果的に重畳させることができる。

＜搬送波の波形＞
　図５に示すように、搬送波生成部３７は、山の頂点から開始して谷の頂点で終わる１．５周期の三角波を、１周期Ｔｈの搬送波として生成する。なお、搬送波生成部３７は、谷の頂点から開始して山の頂点で終わる１．５周期の三角波を、１周期Ｔｈの搬送波として生成してもよい。

　上述したように、電流検出部３１は、各相の搬送波の山の頂点で、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するが、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ中に、搬送波の山の頂点が２回存在する。そのため、電流検出部３１は、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ中に、２回電流を検出することができる。よって、電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈの振幅Ａを検出しやすい。

１－３－６．電圧印加部
　電圧印加部３８は、電圧指令と搬送波との比較結果に基づいて、巻線に電圧を印加させる。電圧印加部３８は、インバータ２が有する複数のスイッチング素子をオンオフすることにより、巻線に電圧を印加させる。

　電圧印加部３８は、三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三相の搬送波Ｃａｕ、Ｃａｖ、Ｃａｗとを、対応する相同士で比較し、三相のＰＷＭ制御信号ＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗを生成する。図６に示すように、電圧印加部３８は、各相について、電圧指令が搬送波を上回った場合は、ＰＷＭ制御信号をオンし、電圧指令が搬送波を下回った場合は、ＰＷＭ制御信号をオフする。電圧印加部３８は、三相のＰＷＭ制御信号ＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗをインバータ２に出力する。各相について、ＰＷＭ制御信号がオンの場合は、正極側のスイッチング素子２２ａがオンされると共に負極側のスイッチング素子２２ｂがオフされ、ＰＷＭ制御信号がオフの場合は、正極側のスイッチング素子２２ａがオフされると共に負極側のスイッチング素子２２ｂがオンされる。

　図６に、三相のＰＷＭ制御信号ＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗの生成の例を示す。ここで、三相の駆動電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆは、ゼロに設定されており、三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈに等しくなっている。スイッチング素子がスイッチングする箇所を○印で示しているように、各相について、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ中にスイッチングが４回行われる。特許文献２の技術では、位置推定用電圧の１周期中にスイッチングが６回行われていたが、本実施の形態では、２／３に減少させることができ、スイッチング損失及びスイッチングにより生じる電磁ノイズを低減できる。

　三相の搬送波にも、三相の推定用電圧指令と同様の相間の位相差が設けられているので、三相のＰＷＭ制御信号の波形は、互いに位相差を有する同様の波形となっている。よって、少ないスイッチング回数でも、三相のＰＷＭ制御信号に三相の推定用電圧指令の位相差の情報を多く残すことができている。

＜推定用電圧指令と搬送波との関係＞
　ここで、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈと三相の搬送波Ｃａｕ、Ｃａｖ、Ｃａｗとの関係性について説明する。前述したとおり、特許文献２で使用されている位置推定用電圧は、搬送波の周期に対して３倍の周期を有していた（特許文献２の図６）。それゆえ、位置推定用電圧の１周期につきスイッチングは６回行われていた。推定用電圧指令を高周波数化するにあたり、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ中のスイッチング回数が少ない方が、スイッチング損失等の観点から好適であるのは前述したとおりである。そこで、推定用電圧指令の１周期Ｔｈあたりのスイッチング回数が少なくなるよう、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを図４の通りに設定した。

　一方で、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ中のスイッチング回数を減らすだけであれば、搬送波の波形を、従来の三角波のままにし、推定用電圧指令のみを図４の波形にすることでも達成できる。しかし、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ中に、電流を２回検出しようとすると、三角波の周期を、推定用電圧指令の周期Ｔｈの２倍にする必要があり、ＰＷＭ制御信号の周期が、推定用電圧指令の周期Ｔｈに対して２倍になり、推定用電圧指令の周波数ｆｈの１／２倍の周波数成分が電流に重畳する。そのため、推定用電圧指令の周波数ｆｈを人間の可聴域以上に設定しても、それ以下の周波数が発生してしまい、十分に騒音を低減できない。

　一方、本実施の形態では、図６に示したように、搬送波の周期が、推定用電圧指令の周期Ｔｈと同じにされているので、ＰＷＭ制御信号の周期も、推定用電圧指令の周期Ｔｈと同じすることができ、電流に可聴域以下の周波数成分が重畳することを抑制でき、推定用電圧指令を重畳することによる騒音を低減できる。

１－３－７．角度推定部
　角度推定部３２は、電流の検出値に基づいて、回転子の電気角での回転角度θ（磁極位置θ）を推定する。角度推定部３２は、電流の検出値から、推定用電圧指令の周期Ｔｈの周波数成分Ｉｈを抽出し、周波数成分Ｉｈに基づいて、回転角度θ（磁極位置θ）を推定する。

　式（２）の第３式を用いて説明したように、電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈの振幅Ａが、磁極位置θに応じて変化するインダクタンスＬに応じて変化することを利用して、磁極位置θが推定される。なお、回転子には突極性があるので、静止座標系のインダクタンスＬは、磁極位置θに応じて変化し、インダクタンスＬと磁極位置θとの間には所定の関係がある。

＜電流検出タイミング＞
　図７を用いて、本実施の形態に係る電流検出について説明する。なお、図７の例は、図６の例と比べて、三相の搬送波Ｃａｕ、Ｃａｖ、Ｃａｗが、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈに対して１／３周期ずれている。

　上述したように、電流センサ４は、負極側のスイッチング素子２２ｂの負極側に設けられており、電流検出は、負極側のスイッチング素子２２ｂがオンになる搬送波の山の頂点で実行される。推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内に、搬送波の山の頂点が２回存在する。なお、ＰＷＭ制御信号がオフになり、負極側のスイッチング素子２２ｂがオンになっている期間であれば、搬送波の山の頂点以外のタイミングでも、電流を検出し、電流検出回数を増加させてもよい。

　或いは、三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの合計値がゼロになる（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）ことを利用して、２つの相の電流検出値に基づいて、残りの１つの相の電流検出が算出されてもよい。例えば、Ｕ相の搬送波Ｃａｕが谷の頂点であり、Ｕ相の電流Ｉｕを検出できない時点でも、Ｖ相の搬送波Ｃａｖ及びＷ相の搬送波Ｃａｗが山の頂点であり、Ｖ相の電流Ｉｖ及びＷ相の電流Ｉｗが検出される。そして、Ｖ相の電流検出値Ｉｖ及びＷ相の電流検出値Ｉｗの合計値に－１を乗算した値が、Ｕ相の電流検出値Ｉｕとして算出される。これにより、１周期Ｔｈの電流検出回数を３回に増加させることができる。

＜角度推定部の詳細構成＞
　本実施の形態では、角度推定部３２は、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内に検出された少なくとも２回（本例では、２回）の電流検出値に基づいて、電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈの振幅Ａを算出し、振幅Ａに基づいて、回転角度θ（磁極位置θ）を推定する。

　図８に示すように、角度推定部３２は、三相各相の振幅算出部３２ａｕ、３２ａｖ、３２ａｗ、及び角度算出部３２ｂを備えている。

　Ｕ相の振幅算出部３２ａｕは、Ｕ相の電流検出値Ｉｕから推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈｕを抽出し、周波数成分Ｉｈｕに基づいて、Ｕ相電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分の振幅Ａｕを算出する。Ｖ相の振幅算出部３２ａｖは、Ｖ相の電流検出値Ｉｖから推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈｖを抽出し、周波数成分Ｉｈｖに基づいて、Ｖ相電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分の振幅Ａｖを算出する。Ｗ相の振幅算出部３２ａｗは、Ｗ相の電流検出値Ｉｗから推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈｗを抽出し、周波数成分Ｉｈｗに基づいて、Ｗ相電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分の振幅Ａｗを算出する。

　周波数成分の抽出処理には、推定用電圧指令の周波数ｆｈの成分を通過させ、推定用電圧指令の周波数ｆｈ以外の成分を減衰させるバンドパスフィルタ処理が用いられてもよい。振幅の算出処理には、自己相間積分が用いられてもよいし、単純に最大値と最小値との差分が振幅として算出されてもよい。或いは、周波数成分の抽出処理及び振幅の算出処理には、推定用電圧指令の周波数ｆｈだけを抽出するフーリエ変換が用いられてもよい。

　或いは、図７のＵ相の電流検出値Ｉｕに示すように、推定用電圧指令の周波数成分Ｉｈｕの振幅Ａｕは、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内で検出した２つの電流検出値の差分に比例する。そこで、三相各相の振幅算出部３２ａｕ、３２ａｖ、３２ａｗは、各相について、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内で検出した２つの電流検出値の差分を算出し、電流検出値の差分を、電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分の振幅として算出してもよい。

　例えば、図９にＵ相の電流検出値Ｉｕの例を示すように、Ｕ相の振幅算出部３２ａｕは、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内の２回目の電流検出タイミグで、１回目の電流検出タイミングで検出したＵ相の電流検出値Ｉｕ１から、２回目の電流検出タイミングで検出したＵ相の電流検出値Ｉｕ２を減算した値の絶対値を、Ｕ相の電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分の振幅Ａｕとして算出する（Ａｕ＝｜Ｉｕ１－Ｉｕ２｜）。

　そして、角度算出部３２ｂは、三相各相の電流に含まれる推定用電圧指令の周波数成分の振幅Ａｕ、Ａｖ、Ａｗに基づいて、磁極位置θを推定する。例えば、角度算出部３２ｂは、三相の振幅Ａｕ、Ａｖ、Ａｗを三相から二相に変換したあと、逆正接演算を行って、磁極位置θを算出してもよいし、三相の振幅Ａｕ、Ａｖ、Ａｗのいずれか１つに対して逆余弦演算を行って、磁極位置θを算出してもよいし、三相の振幅Ａｕ、Ａｖ、Ａｗのそれぞれに対して逆余弦演算を行って、３つの磁極位置θを演算し、平均値を最終的な磁極位置θとしてもよい。

２．実施の形態２
　次に、実施の形態２に係る回転電機の制御装置１０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る制御装置１０の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、推定用指令生成部３５の構成が実施の形態１と異なる。

　図１０に示すように、実施の形態１と同様に、推定用電圧指令の１周期Ｔｈが、必要最低限の分割数である３つに均等分割されている。しかし、実施の形態１と異なり、本実施の形態では、各相の推定用電圧指令は、３つの分割期間において、３つの分割期間の値が互いに異なるように設定される。各分割期間は、１２０°の期間となっており、各相の推定用電圧指令は、相間で、１つの分割期間ずつずれている。

　実施の形態１と同様に、各時刻において、三相の推定用電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの合計値が０になるように設定されている。１周期における各相の推定用電圧指令の積分値が０になるように設定されている。

　図１０の例では、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内の２つ目の分割期間の推定用電圧指令がゼロに設定され、１つ目の分割期間の推定用電圧指令は負値に設定され、３つ目の分割期間の推定用電圧指令は、１つ目の分割期間の負値の正負の反転値（正値）に設定されている。なお、三相の合計値がゼロになり、各相の１周期の積分値がゼロになれば、各分割期間の値は、入れ替えられてもよい。

　実施の形態１と同様に、搬送波生成部３７は、山の頂点から開始して谷の頂点で終わる１．５周期の三角波を、１周期Ｔｈの搬送波として生成する。図１１、図１２及び図１３に、Ｕ相の制御挙動の例を示す。図１１から図１３では、搬送波に対する推定用電圧指令の位相が１２０°ずつ異なる。

　図１１から図１３に示すように、搬送波に対する推定用電圧指令の位相が異なると、Ｕ相のＰＷＭ制御信号ＳＷｕの波形が異なり、Ｕ相電流に重畳している推定用電圧指令の周波数成分の波形も異なっている。そのため、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内で検出した２つの電流検出値の差分の大きさが異なっている。２つの電流検出値の差分が大きいほど、ノイズ耐性が高くなるため、図１２の位相差の設定よりも、図１１又は図１３の位相差の設定の方が望ましい。よって、回転電機の電気的特性に合わせて、搬送波及び推定用電圧指令の波形及び相対位相を設定することで、２つの電流検出値の差分を大きくすることができ、ノイズ耐性を高めることができる。

３．実施の形態３
　次に、実施の形態３に係る回転電機の制御装置１０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る制御装置１０の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、搬送波生成部３７の構成が実施の形態１と異なる。

　本実施の形態では、図１４に示すように、搬送波生成部３７は、１周期の非対称な三角波を、１周期Ｔｈの搬送波として生成する。非対称な三角波は、増加時の傾きと減少時の傾きとが異なる三角波である。なお、実施の形態１及び２では、対称な三角波が用いられており、増加時の傾きと減少時の傾きとが同じになっている。三相の搬送波Ｃａｕ、Ｃａｖ、Ｃａｗは、相間で、搬送波の周期Ｔｈの１／３周期の位相差が設けられている。

　実施の形態１では、推定用電圧指令の１周期Ｔｈあたりのスイッチング回数は４回であったのに対し、本実施の形態では、推定用電圧指令の１周期Ｔｈあたりのスイッチング回数は２回になっている。スイッチング回数を更に低減することにより、スイッチング損失及びスイッチングにより生じる電磁ノイズを更に低減することができる。

　図１５に電流検出の挙動を示すように、本実施の形態では、電流検出部３１は、各相の搬送波の山の頂点及び谷の頂点の双方で、各相の電流センサ４の出力信号に基づいて、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。

　本実施の形態では、電流センサ４は、スイッチング素子の直列回路と巻線とをつなぐ各相の電線上に備えられており、スイッチング素子がオンされている期間とは関係なく、任意のタイミングで電流を検出することができる。なお、負極側のスイッチング素子２２ａの負極側に加えて、正極側のスイッチング素子２２ａの正極側にも、電流センサ４が設けられていてよい。

　スイッチング回数を低減しても、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内の電流検出回数を２回に維持できるので、実施の形態１と同様に、電流の検出値から、推定用電圧指令の周期Ｔｈの周波数成分を抽出することができ（本例では、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内で２つの電流検出値の差分が算出される）、回転角度θを推定できる。

　或いは、負極側のスイッチング素子２２ａの負極側のみに電流センサ４が設けられている場合でも、図１６にＵ相の電流検出の挙動を示すように、ＰＷＭ制御信号がオフされ、負極側のスイッチング素子２２ｂがオフされている期間で、２回電流を検出すれば、推定用電圧指令の１周期Ｔｈ内で、２回電流を検出することができる。よって、推定用電圧指令の周期Ｔｈの周波数成分を抽出することができ、回転角度θを推定できる。

　上述した各実施の形態の回転電機の制御装置１０を、自動車の操舵をアシストする電動パワーステアリングの制御装置に適用してもよい。その場合も、角度センサを用いることなく、回転子の回転角度を推定し、回転電機の出力トルクを制御できる。また、推定用電圧指令を重畳しても、騒音が増加することを抑制し、スイッチング回数が増加することを抑制できる。よって、安価で快適な電動パワーステアリングを得ることができる。

　また、上述した各実施の形態の回転電機の制御装置１０を、電気自動車又はハイブリッド自動車の駆動用回転電機又は発電用回転電機の制御装置に適用してもよい。その場合も、同様に、スイッチング損失の増加を抑制した高効率な回転電機を得ることが出来る。或いは、様々な用途の回転電機を制御する回転電機の制御装置１０とされてもよい。

　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１　回転電機、２　インバータ、４　電流センサ、１０　回転電機の制御装置、２２ａ　正極側のスイッチング素子、２２ｂ　負極側のスイッチング素子、２５　直流電源、３１　電流検出部、３２　角度推定部、３３　電圧検出部、３４　電流制御部、３５　推定用指令生成部、３６　電圧指令算出部、３７　搬送波生成部、３８　電圧印加部、Ｃａｕ、Ｃａｖ、Ｃａｗ　三相の搬送波、Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ　三相の推定用電圧指令、θ　回転角度（磁極位置）、ｆｈ　推定用電圧指令の周波数、ωｈ　推定用電圧指令の角周波数

Claims (7)

1. 　回転子に突極性を有する回転電機を、インバータを介して制御する回転電機の制御装置であって、
   　前記回転電機の固定子に設けられた巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   　前記電流の検出値に基づいて、回転子の回転角度を推定する角度推定部と、
   　前記電流の検出値に基づいて、前記回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算する電流制御部と、
   　推定用電圧指令を生成する推定用指令生成部と、
   　前記推定用電圧指令を前記駆動電圧指令に加算して電圧指令を算出する電圧指令算出部と、
   　搬送波を生成する搬送波生成部と、
   　前記電圧指令と前記搬送波との比較結果に基づいて、前記インバータが有するスイッチング素子をオンオフして前記巻線に電圧を印加させる電圧印加部と、を備え、
   　前記推定用指令生成部は、前記巻線に固定された静止座標系上で、予め設定された周期の前記推定用電圧指令を生成し、
   　前記搬送波生成部は、前記推定用電圧指令の周期と同じ周期の前記搬送波を生成し、
   　前記角度推定部は、前記電流の検出値から、前記推定用電圧指令の周期の周波数成分を抽出し、前記周波数成分に基づいて、前記回転角度を推定する回転電機の制御装置。
2. 　前記巻線は、三相の巻線であり、
   　前記搬送波生成部は、三相の各相に対応する３つの前記搬送波を生成し、３つの前記搬送波は、相間で、前記搬送波の周期の１／３周期の位相差が設けられ、
   　前記推定用指令生成部は、三相の各相に対応する３つの前記推定用電圧指令を生成し、３つの前記推定用電圧指令は、相間で、前記推定用電圧指令の周期の１／３周期の位相差が設けられている請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 　前記搬送波生成部は、山の頂点から開始して谷の頂点で終わる、又は谷の頂点から開始して山の頂点で終わる１．５周期の三角波を、１周期の前記搬送波として生成する請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
4. 　前記電流検出部は、前記搬送波の１周期中に、少なくとも２回電流を検出する請求項１から３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
5. 　前記インバータの正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子の直列回路上に電流センサが設けられ、
   　前記電流検出部は、前記正極側のスイッチング素子又は前記負極側のスイッチング素子がオンにされたときに、前記電流センサの出力信号に基づいて、前記電流を検出する請求項１から４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
6. 　前記巻線は、三相の巻線であり、
   　前記推定用指令生成部は、三相の各相に対応する３つの前記推定用電圧指令を生成し、３つの前記推定用電圧指令は、相間で、前記推定用電圧指令の周期の１／３周期の位相差が設けられ、
   　各相の前記推定用電圧指令は、前記推定用電圧指令の１周期を３つに均等分割した３つの分割期間において、少なくとも２つの分割期間の値が互いに異なる請求項１から５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
7. 　前記推定用電圧指令の周期の周波数は、１８０００Ｈｚ以上である請求項１から６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。

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