CN113422564A - 交流旋转机控制装置 - Google Patents

Abstract

提供一种交流旋转电机控制装置，其能够抑制实际调制率超过调制率的目标值或相对于调制率的目标值产生稳定偏差。交流旋转电机控制装置(1)基于电压指令值和电源电压的检测值(VDC)计算多相绕组的施加电压的基波分量的振幅相对于电源电压(VDC)的一半值的比率即调制率的实际值(Mr)，基于调制率的实际值(Mr)计算调制率的实际值的预测值(Mrp)，使电流指令值发生变化以使得调制率的实际值的预测值(Mrp)接近调制率的目标值。

Description

交流旋转机控制装置

技术领域

本申请涉及交流旋转电机控制装置。

背景技术

交流旋转电机控制装置中，为了改善效率、提高输出，有时会将施加到三相绕组的电压的振幅控制为超过电源电压的一半值的过调制状态。另一方面，如果控制为过调制状态，则对绕组施加的电压中包含谐波分量，电源电流中也包含谐波分量。此外，在与逆变器和直流电源连接的电源连接路径中，由逆变器的平滑电容器形成LC谐振电路，当电源电流的谐波分量的频率与电源连接路径的谐振频率一致时，电源电流的谐波分量被放大，有可能对直流电源及与直流电源连接的其他装置造成不良影响。

在专利文献1的技术中，在电动机的旋转速度为基底旋转速度以上的区域中，将调制率控制为目标值。通过将目标值设定为过调制区域，从而进行高效率的驱动。

在专利文献2的技术中，基于旋转速度、电流指令值和电动机常数，推测请求输出电压相对于所能施加的最大电压的比例即预测电压利用率，通过弱磁通控制等修正电流指令值，以使得预测电压利用率不超过相当于电压饱和界限的规定值。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2012-200073号公报

专利文献2：日本专利第5292995号

发明内容

发明所要解决的技术问题

但是，在专利文献1的技术中，电动机的旋转速度从比基底旋转速度小的区域开始增加，当比基底旋转速度大时，弱磁通控制的追踪因该切换而暂时延迟，有可能产生调制率的过冲。由于调制率的过冲，而过度成为过调制状态，电源电流的谐波分量增加，有可能对直流电源和与直流电源连接的其他装置造成不良影响。

另外，在专利文献2的技术中，为了使用电动机常数来推测预测电压利用率，如果电动机常数存在误差，则预测电压利用率比实际的电压利用率小或大。在预测电压利用率比实际的电压利用率小的情况下，即使以预测电压利用率不超过规定值的方式校正电流指令值，实际的电压利用率也有可能会超过规定值，过度地成为过调制状态。在预测电压利用率比实际的电压利用率大的情况下，实际的电压利用率有可能小于规定值，输出降低。另外，由于预测电压利用率是当前实际的电压利用率的推测值，因此如专利文献1所示，由于弱磁通控制的追踪延迟，预测电压利用率有可能超过(Overshoot)规定值，过度地成为过调制状态。

因此，本申请的目的在于提供一种交流旋转电机控制装置，其能够抑制实际调制率超过调制率的目标值或相对于调制率的目标值产生稳定偏差。

解决技术问题所采用的技术方案

本申请所涉及的交流旋转电机控制装置经由逆变器对具有设置有多相绕组的定子和转子的交流旋转电机进行控制，该交流旋转电机控制装置包括：

电流检测部，该电流检测部检测流过所述多相绕组的电流；

电压检测部，该电压检测部检测从直流电源提供给所述逆变器的电源电压；

电流指令值计算部，该电流指令值计算部设定电流指令值；

电压指令值计算部，该电压指令值计算部基于所述电流指令值和电流检测值，计算电压指令值；

开关控制部，该开关控制部基于所述电压指令值，对所述逆变器具有的多个开关元件进行导通断开，对所述多相绕组施加电压；

实际调制率计算部，该实际调制率计算部基于所述电压指令值和所述电源电压的检测值，计算所述多相绕组的施加电压的基波分量的振幅相对于所述电源电压的一半值的比率即调制率的实际值；以及

预测调制率计算部，该预测调制率计算部基于所述调制率的实际值，计算所述调制率的实际值的预测值，

所述电流指令值计算部使所述电流指令值发生变化，以使得所述调制率的实际值的预测值接近所述调制率的目标值。

发明效果

根据本申请所涉及的交流旋转电机控制装置，基于电压指令值及电源电压的检测值计算调制率的实际值，基于调制率的实际值计算调制率的实际值的预测值，因此，能够抑制调制率的实际值的预测值产生相对于调制率的实际值的稳定偏差。而且，由于使电流指令值变化以使得调制率的实际值的预测值接近调制率的目标值，因此，能够抑制调制率的实际值产生相对于调制率的目标值的稳定偏差，能够抑制过度地成为过度调制状态。另外，使用对调制率的实际值的动作进行预测后得到的调制率的实际值的预测值，因此，能够事先预测调制率的实际值超过调制率的目标值的情况，能够抑制调制率的实际值相对于调制率的目标值的过冲量，能够抑制过度地成为过调制状态。

附图说明

图1是实施方式1所涉及的交流旋转电机及交流旋转电机控制装置的简要结构图。

图2是实施方式1所涉及的交流旋转电机控制装置的简要框图。

图3是实施方式1所涉及的交流旋转电机控制装置的硬件结构图。

图4是说明实施方式1所涉及的电源连接路径的谐振电路的图。

图5是表示实施方式1所涉及的电源连接路径的频率特性的图。

图6是实施方式1所涉及的电流指令值计算部的框图。

图7是实施方式1所涉及的电流指令值计算部的反馈控制器的框图。

图8是实施方式1所涉及的预测调制率计算部的框图。

图9是说明实施方式1所涉及的谐振运转区域和相位超前增益的设定的图。

图10是说明比较例所涉及的控制动作的时序图。

图11是说明实施方式1所涉及的控制动作的时序图。

图12是说明实施方式1所涉及的相位超前增益的调整的图。

具体实施方式

1.实施方式1

参照附图对实施方式1所涉及的交流旋转电机控制装置1(下面简称为控制装置1)进行说明。图1是本实施方式所涉及的交流旋转电机2及控制装置1的简要结构图。

1-1.交流旋转电机

交流旋转电机2具有设有多相绕组的定子和转子。本实施方式中，设置有U相、V相、W相的三相绕组Cu、Cv、Cw。设三相绕组Cu、Cv、Cw进行星形接线。另外，也可以设三相绕组进行三角形接线。交流旋转电机2设为永磁体式同步旋转电机，在转子上设置永磁体。

交流旋转电机2具备旋转传感器16，该旋转传感器16输出与转子的旋转角度相应的电信号。旋转传感器16设为霍尔元件、编码器或旋转变压器等。将旋转传感器16的输出信号输入至控制装置1。

1-2.逆变器等

逆变器20是在直流电源10和三相绕组之间进行功率转换的功率转换器，具有多个开关元件。逆变器20与三相各相的绕组相对应地设置有3组串联电路(leg：支线)，该串联电路串联连接有与直流电源10的正极侧相连接的正极侧的开关元件23H(上臂)、以及与直流电源10的负极侧相连接的负极侧的开关元件23L(下臂)。逆变器20具备3个正极侧的开关元件23H和3个负极侧的开关元件23L，合计6个开关元件。而且，正极侧的开关元件23H和负极侧的开关元件23L进行串联连接的连接点与对应相的绕组相连接。

具体而言，在各相的串联电路中，正极侧的开关元件23H的集电极端子与正极侧电线14相连接，正极侧的开关元件23H的发射极端子与负极侧的开关元件23L的集电极端子相连接，负极侧的开关元件23L的发射极端子与负极侧电线15相连接。正极侧的开关元件23H和负极侧的开关元件23L的连接点与对应相的绕组相连接。对于开关元件，使用反向并联连接有二极管22的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)、或具有反向并联连接的二极管的功能的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等。各开关元件的栅极端子与控制装置1相连接。各开关元件由从控制装置1输出的控制信号来导通或断开。

平滑电容器12连接在正极侧电线14与负极侧电线15之间。具备电源电压传感器13，该电源电压传感器13检测从直流电源10提供给逆变器20的电源电压。电源电压传感器13连接在正极侧电线14与负极侧电线15之间。将电源电压传感器13的输出信号输入至控制装置1。

电流传感器17输出与流过各相绕组的电流相应的电信号。电流传感器17设置在将开关元件的串联电路与绕组进行连接的各相的电线上。将电流传感器17的输出信号输入至控制装置1。另外，电流传感器17也可以设置在各相的串联电路中。

直流电源10使用能充放电的蓄电装置(例如，锂离子电池、镍氢电池、双电层电容器)。另外，直流电源10也可以设有对直流电压进行升压或降压的直流功率转换器即DC-DC转换器。

1-3.控制装置

控制装置1经由逆变器20对交流旋转电机2进行控制。如图2所示，控制装置1包括后述的旋转检测部32、电压检测部33、电流检测部34、实际调制率计算部35、预测调制率计算部36、电流指令值计算部37、电压指令值计算部38以及开关控制部39等。控制装置1的各功能由控制装置1所具备的处理电路来实现。具体而言，控制装置1如图3所示，作为处理电路，具备CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)等运算处理装置90(计算机)、与运算处理装置90进行数据交换的存储装置91、向运算处理装置90输入外部的信号的输入电流92、以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。

作为运算处理装置90，可以包括ASIC(Application Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、IC(Integrated Circuit：集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路以及各种信号处理电路等。另外，作为运算处理装置90，也可以具备多个同种类或不同种类的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91，有构成为能从运算处理装置90读取并写入数据的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)等。输入电路92与电源电压传感器13、电流传感器17、旋转传感器16等各种传感器、开关相连接，并具备将这些传感器、开关的输出信号输入至运算处理装置90的A/D转换器等。输出电路93与对开关元件进行导通断开驱动的栅极驱动电路等电负载相连接，并具备将控制信号从运算处理装置90输出至这些电负载的驱动电路等。

而且，控制装置1所具备的图2的各控制部32～39等的各功能是通过由运算处理装置90执行存储于ROM等存储装置91的软件(程序)，并与存储装置91、输入电路92及输出电路93等控制装置1的其它硬件协作来实现的。另外，各控制部32～39等所使用的调制率的目标值等设定数据作为软件(程序)的一部分存储在ROM等存储装置91中。以下，对控制装置1的各功能进行详细说明。

＜旋转检测部32＞

旋转检测部32检测电气角处的转子的磁极位置θ(转子的旋转角度θ)和旋转角速度ω。本实施方式中，旋转检测部32基于旋转传感器16的输出信号来检测转子的磁极位置θ(旋转角度θ)和旋转角速度ω。本实施方式中，磁极位置设定沿转子的永磁体的N极的方向进行设置。另外，旋转检测部32可以构成为基于通过将谐波分量重叠在电流指令值上而获得的电流信息等，来推测旋转角度(磁极位置)而不使用旋转传感器(所谓的无传感器方式)。

＜电压检测部33＞

电压检测部33检测从直流电源10提供给逆变器20的电源电压VDC。本实施方式中，电压检测部33基于电源电压传感器13的输出信号来检测电源电压VDC。

＜电流检测部34＞

电流检测部34检测流过三相绕组的电流Iur、Ivr和Iwr。在本实施方式中，电流检测部34基于电流传感器17的输出信号，从逆变器20检测流过各相绕组Cu、Cv、Cw的电流Iur、Ivr、Iwr。这里，Iur是U相的电流检测值，Ivr是V相的电流检测值，Iwr是W相的电流检测值。另外，电流传感器17构成为检测两相的绕组电流，剩下的1相的绕组电流也可以基于两相的绕组电流的检测值来计算。例如，电流传感器17检测V相和W相的绕组电流Ivr和Iwr，并且U相的绕组电流Iur可以通过Iur＝-Ivr-Iwr来计算。

电流检测部34将三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr转换成d轴和q轴的旋转坐标系上的d轴的电流检测值Idr和q轴的电流检测值Iqr。d轴和q轴的旋转坐标系是由在检测到的磁极位置θ的方向上确定的d轴和在比d轴在电气角上前进90°的方向上确定的q轴构成的2轴的旋转坐标，与转子的磁极位置的旋转同步地旋转。具体而言，电流检测部34基于磁极位置θ对三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行三相两相转换和旋转坐标转换，并转换成d轴的电流检测值Idr和q轴的电流检测值Iqr。

＜电流指令值计算部37＞

电流指令值计算部37计算电流指令值。在本实施方式中，电流指令值计算部37计算d轴的电流指令值Ido及q轴的电流指令值Iqo。对电流指令值计算部37的处理将在后面详细阐述。

＜电压指令值计算部38＞

电压指令值计算部38基于电流指令值及电流的检测值来计算电压指令值。在本实施方式中，电压指令值计算部38基于电流指令值及电流的检测值，计算d轴的电压指令值Vdo及q轴的电压指令值Vqo，并且基于d轴及q轴的电压指令值Vdo、Vqo，计算施加到三相绕组的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。本实施方式中，电压指令值计算部38具备dq轴电压指令值计算部381、电压坐标转换部382及调制部383。

dq轴电压指令值计算部381进行通过PI控制等使d轴的电压指令值Vdo及q轴的电压指令值Vqo发生变化的电流反馈控制，以使得d轴的电流检测值Idr接近d轴的电流指令值Ido、q轴的电流检测值Iqr接近q轴的电流指令值Iqo。另外，也可以进行前馈控制以使d轴电流和q轴电流不受干扰等。

电压坐标转换部382基于磁极位置θ对dq轴的电压指令值Vdo、Vqo进行固定坐标转换和二相三相转换，并转换成坐标转换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc。该坐标转换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc变为正弦波，相当于三相电压指令值或三相绕组的施加电压的基波分量。

坐标转换后的三相电压指令值的调制率M如下式所示，是基波分量即坐标转换后的三相电压指令值的振幅VA相对于电源电压VDC的一半值的比率。另外，调制率M也是三相绕组的施加电压或调制后的三相电压指令值的基波分量的振幅VA相对于电源电压VDC的一半值的比率。

M＝VA×2/VDC···(1)

调制部383对正弦波的坐标转换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc施加振幅减少调制，来计算最终的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。调制部383在至少坐标转换后的三相电压指令值的调制率M大于1的情况下，对坐标转换后的三相电压指令值施加维持三相电压指令值的线间电压、并减少三相电压指令值的振幅的振幅减少调制。此外，也可以不进行振幅减少调制。

振幅减少调制的方式中使用三次谐波重叠、min-max法(伪三次谐波重叠)、二相调制和梯形波调制等公知的各种方式。三次谐波重叠是将三次谐波重叠于坐标转换后的三相电压指令值的方式。min-max法是将坐标转换后的三相电压指令值的中间电压的1/2重叠于坐标转换后的三相电压指令值的方式。二相调制是如下方式：将某一相电压指令值固定为0或电源电压VDC，并使另外二相变化以使得坐标转换后的三相电压指令值的线间电压不发生变化。

＜过调制状态＞

在本实施方式中，电压指令值计算部38计算最终的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo的振幅包含超过电源电压VDC的一半值的过调制状态在内的最终的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。在进行振幅减少调制的情况下，在调制率M比2/√3(≈1.15)大的情况下，成为过调制状态。在不进行振幅减少调制的情况下，在调制率M比1大的情况下，成为过调制状态。另外，将最终的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo的振幅为电源电压VDC的一半值以下的状态称为通常调制状态。而且，将通常调制状态与过调制状态之间的界限的调制率M称为界限调制率(在进行振幅减少调制的情况下为1.15)。

＜开关控制部39＞

开关控制部39基于三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo，利用PWM(Pulse WidthModulation：脉宽调制)控制对多个开关元件进行导通断开。开关控制部39将各个三相电压指令值与载波进行比较，从而生成对各相的开关元件进行导通断开的开关信号。载波被设为三角波，其在载波频率中以0为中心按电源电压VDC/2的振幅进行振动。开关控制部39在电压指令值超过载波的情况下使开关信号导通，在电压指令值小于载波的情况下使开关信号断开。开关信号被直接传输至正极侧的开关元件，使开关信号反转后得到的开关信号被传输至负极侧的开关元件。各开关信号经由栅极驱动电路被输入至逆变器20的各开关元件的栅极端子，以使各开关元件导通或断开。

＜电流指令值计算部37＞

电流指令值计算部37基于调制率的目标值Mo设定电流指令值。在本实施方式中，将调制率的目标值Mo设定为一定值(例如1.21)。电流指令值计算部37将电源电压VDC与调制率的目标值Mo相乘，并除以旋转角速度ω，来计算交链磁通指令值的基本值Ψob。

详细而言，如图6和下式所示，电流指令值计算部37将1/2×√(3/2)和电源电压VDC与调制率的目标值Mo相乘，并除以旋转角速度ω，来计算交链磁通指令值的基本值Ψob。

Ψob＝Mo×1/2×√(3/2)×VDC/ω···(2)

然后，如图6和下式所示，电流指令值计算部37将后述的交链磁通校正值Ψoc与交链磁通指令值的基本值Ψob相加，来计算交链磁通指令值Ψo。

Ψo＝Ψob+Ψoc···(3)

电流指令值计算部37基于交链磁通指令值Ψo及转矩指令值To，计算d轴的电流指令值Ido及q轴的电流指令值Iqo。电流指令值计算部37参照预先设定有交链磁通指令值Ψo及转矩指令值To与d轴的电流指令值Ido之间的关系的d轴电流设定数据，计算与计算出的交链磁通指令值Ψo及转矩指令值To相对应的d轴的电流指令值Ido。电流指令值计算部37参照预先设定有交链磁通指令值Ψo及转矩指令值To与q轴的电流指令值Iqo之间的关系的q轴电流设定数据，计算与计算出的交链磁通指令值Ψo及转矩指令值To相对应的q轴的电流指令值Iqo。

电流指令值计算部37进行使电流指令值发生变化的反馈控制，以使后述的调制率的实际值的预测值Mrp接近调制率的目标值Mo。在本实施方式中，电流指令值计算部37在调制率的实际值的预测值Mrp超过调制率的目标值Mo的情况下，一边维持转矩指令值To的转矩输出，一边在进行弱磁通的方向上使电流指令值发生变化，在调制率的实际值的预测值Mrp小于调制率的目标值Mo的情况下，一边维持转矩指令值To的转矩输出，一边在减弱弱磁通的方向上使电流指令值发生变化。通过反馈控制，调整弱磁通的程度，并且能够一边维持转矩指令值To的转矩输出，一边使调制率的实际值的预测值Mrp接近调制率的目标值Mo。

如图7及下式所示那样，电流指令值计算部37计算调制率的实际值的预测值Mrp相对于调制率的目标值Mo的偏差ΔM，将1/2×√(3/2)及电源电压VDC与偏差ΔM相乘，并除以旋转角速度ω，来计算控制值U。然后，电流指令值计算部37利用附条件积分器对将控制增益Km与控制值U相乘后得到的值进行积分，并将积分值计算为交链磁通修正值Ψoc。附条件积分器具有所谓的抗饱和功能。即，积分器在交链磁通指令值Ψo达到d轴电流设定数据中设定的交链磁通指令值Ψo的上限值(可操作宽度的上限值)的情况下，保持积分值而不使其增加，在交链磁通指令值Ψo达到d轴电流设定数据中设定的交链磁通指令值Ψo的下限值(可操作宽度的下限值)的情况下，保持积分值而不使其减小。

另外，转矩指令值To可以在控制装置1内运算，也可以从外部装置传输。

在本实施方式中，电流指令值计算部37在调制率的实际值的预测值Mrp超过调制率的目标值Mo的情况下，通过弱磁通控制，调整d轴的电流指令值Ido和q轴的电流指令值Iqo，从而能够使调制率的实际值的预测值Mrp追踪调制率的目标值Mo。另外，电流指令值计算部37在调制率的实际值的预测值Mrp小于调制率的目标值Mo的情况下，通过进行减弱弱磁通的控制，能够使调制率的实际值的预测值Mrp追踪调制率的目标值Mo。在旋转角速度ω比基底旋转数小的情况下，由于调制率的实际值的预测值Mrp比调制率的目标值Mo要小，因此，电流指令值计算部37同样地进行减弱弱磁通的控制，但是由于对减弱弱磁通的一侧的操作幅度受到限制，因此调制率的实际值的预测值Mrp处于保持低于调制率的目标值Mo的状态。

＜实际调制率计算部35＞

实际调制率计算部35基于电压指令值及电源电压VDC的检测值，计算调制率的实际值Mr。在本实施方式中，实调制率计算部35使用下式，基于d轴的电压指令值Vdo、q轴的电压指令值Vqo及电源电压VDC，来计算调制率的实际值Mr。

[数学式1]

另外，实际调制率计算部35也可以使用坐标转换后的三相电压指令值Vuoc、Vvoc、Vwoc作为电压指令值来计算调制率的实际值Mr，也可以使用最终的三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo来计算调制率的实际值Mr。

＜因电源连接路径的谐振而产生的、过调制状态下的纹波分量的放大＞

在上述三相电压指令值的振幅超过电源电压VDC的一半值的过调制状态下，重叠在施加电压的线间电压上的谐波分量的基波的频率(电气角处的旋转频率)的5次及7次分量变大。另一方面，逆变器电流的谐波分量中，施加电压的5次及7次的分量表现为6次的分量。

在过调制状态下，随着调制率M的增加，重叠在施加电压的线间电压上的谐波分量增加，转矩纹波分量、逆变器电流的谐波分量增加。

如果在过调制状态下产生的逆变器电流的6次谐波分量的频率与电源连接路径的谐振频率相一致，则电源电流的谐波分量被放大，有可能对直流电源10及与直流电源10连接的其他装置产生不良影响。

如图4所示，电源连接路径的谐振电路是RLC串联谐振电路，该RLC串联谐振电路由逆变器20的平滑电容器12的电容器C、直流电源10和平滑电容器12之间的连接路径的电感L和电阻R所构成。其频率特性如图5所示，在谐振频带中增益增加。

因此，在过调制状态下，当旋转角速度ω的6次(6ω)的频率与电源连接路径的谐振频带重复时，电源电流的6次谐波分量被放大。另外，在过调制状态下，调制率M越增加，放大前的6次谐波分量的振幅越大，与其成比例地，放大后的6次谐波分量的振幅也变大。因此，在谐振运转状态下，必须使调制率M不过于变得比通常调制状态与过调制状态之间的界限调制率要大。

尤其是，在过渡状态下，如果调制率的实际值Mr增大到超过调制率的目标值Mo，则调制率的实际值Mr比界限调制率大，并且放大后的6次谐波分量的振幅有时会变大。因此，期望调制率的实际值Mr不要过于超过调制率的目标值Mo。

＜预测调制率计算部36＞

因此，预测调制率计算部36基于调制率的实际值Mr，计算调制率的实际值的预测值Mrp。基于调制率的实际值Mr计算调制率的实际值的预测值Mrp，因此，能够抑制调制率的实际值的预测值Mrp中产生相对于调制率的实际值Mr的稳定偏差。而且，如上所述，基于调制率的实际值的预测值Mrp，使电流指令值发生变化。因此，根据调制率的实际值的预测值Mrp，能够事先预测调制率的实际值Mr超过调制率的目标值Mo的情况，因此，能够抑制调制率的实际值Mr相对于调制率的目标值Mo的过冲量。尤其是，在电源连接路径中产生电流的纹波分量的谐振的谐振运转区域中，通过抑制过冲量，从而能够使调制率的实际值Mr不过于变得比通常调制状态与过调制状态的界限调制率要大，并能够抑制电源电流的谐波分量的增加。

在本实施方式中，预测调制率计算部36如下式所示，对调制率的实际值Mr进行相位超前处理，来计算调制率的实际值的预测值Mrp。此处，Gad(s)是相位超前处理的传递函数，ωh是截止频率，Kad是相位超前增益，s是拉普拉斯运算符。

[数学式2]

Mrp(s)＝Gad(s)·Mr(s)

通过该相位超前处理，使大致下式范围内的角频率ω的相位超前。因此，相位超前增益Kad越大，使相位超前的角频率ω的范围在低频侧越宽，相位超前的效果越大。另外，在稳定状态下，由于相位超前处理的传递函数Gad(s)为1，因此，调制率的实际值的预测值Mrp与调制率的实际值Mr相一致，调制率的实际值的预测值Mrp中不产生相对于调制率的实际值Mr的稳定偏差。

[数学式3]

在本实施方式中，预测调制率计算部36如图8及下式所示，对调制率的实际值Mr进行高通滤波处理及乘以相位超前增益Kad的增益乘法处理，计算预测加法值ΔMp，将预测加法值ΔMp与调制率的实际值Mr相加，来计算调制率的实际值的预测值Mrp。这里，Ghps(s)是高通滤波处理的传递函数。

[数学式4]

此外，若对式(8)进行变形，则与式(6)相一致。因此，通过高通滤波处理和增益乘法处理来进行相位超前处理。

在本实施方式中，为了减少调制率的实际值Mr中包含的高频的微小变动分量，预测调制率计算部36构成为对调制率的实际值Mr，除了高通滤波处理和增益乘法处理之外，还进行低通滤波处理来计算预测加法值ΔMp。这里，Glps(s)是低通滤波处理的传递函数，ω1是截止频率。

[数学式5]

通过低通滤波处理，基于降低高频的变动分量的调制率的实际值Mr来进行预测，因此，能够抑制预测精度因对高频的变动分量作出反应而恶化的情况。

适当决定相位超前增益Kad、相位超前处理、高通滤波处理的截止角频率ωh及低通滤波处理的截止角频率ω1。另外，由于调制率M根据电源电压VDC、旋转角速度ω及转矩指令值To的变化而变化，因此，可以设定为使相位超前的频率的频带包含这些电源电压VDC、旋转角速度ω及转矩指令值To的变化速度的频带。

在本实施方式中，预测调制率计算部36以调制率的实际值Mr为下限来对调制率的实际值的预测值Mrp进行下限限制。即，如下式所示，预测调制率计算部36在调制率的实际值的预测值Mrp小于调制率的实际值Mr的情况下，对调制率的实际值的预测值Mrp设定调制率的实际值Mr。

[数学式6]

1)Mrp＜Mr的情况下

Mrp←Mr···(10)

在使用高通滤波处理及增益乘法处理的情况下，预测调制率计算部36以0为下限来对预测加法值ΔMp进行下限限制，将下限限制后的预测加法值ΔMp与调制率的实际值Mr相加，来计算调制率的实际值的预测值Mrp。即如下式所示，预测调制率计算部36在预测加法值ΔMp小于0的情况下，对预测加法值ΔMp设定0。

[数学式7]

1)ΔMp＜0的情况下

ΔMp←0···(11)

根据该结构，在调制率的实际值Mr增加的一侧进行预测，在调制率的实际值Mr减少的一侧不进行预测。因此，能够减少调制率的实际值Mr相对于调制率的目标值Mo过冲到增加侧的增加侧的过冲量。因此，尤其是，能够增加谐波分量，并且能够减少到成为问题的过调制状态侧的过冲量。另一方面，虽然不能减少到通常调制状态侧的过冲量，但由于是谐波分量减少的安全侧，因此基本没问题，并且能够抑制预测对反馈特性的影响。

此外，当旋转角速度ω减小时，实际值Mr也减小。因此，在不进行下限限制的情况下，调制率的实际值的预测值Mrp比调制率的目标值Mo小，在使调制率的实际值Mr增加到必要以上的方向上起作用，有可能导致弱磁通控制不充分。通过下限限制处理，能够防止调制率的实际值的预测值Mrp比调制率的目标值Mo小，并且能够抑制弱磁通控制不充分。

预测调制率计算部36在连接直流电源10与逆变器20的电源连接路径上产生电流的纹波分量的谐振的谐振运转区域中，与谐振运转区域以外的运转区域相比,增加相位超前处理中的相位超前程度。根据该结构，在电源电流的谐波分量被谐振放大的谐振运转区域中，能够增加过冲的抑制效果。

与谐振运转区域以外的运转区域相比，预测调制率计算部36在谐振运转区域中增加增益乘法处理中的相位超前增益Kad。

预测调制率计算部36在谐振运转区域中将相位超前增益Kad设定为比0大的值，在谐振运转区域以外的运转区域中将相位超前增益Kad设定为0，将相位超前程度设定为0。

根据该结构，特别是在需要抑制过冲的产生的谐振运转区域中进行相位超前处理，在必要性降低的谐振运转区域以外，相位超前程度设为0，能够消除相位超前对反馈特性的影响。

在本实施方式中，如图9所示，谐振运转区域是成为过调制状态的旋转角速度ω及转矩指令值To的区域，设定为旋转角速度ω的6次(6ω)的频率接近电源连接路径的谐振频带，并且对应于放大后的电源电流的6次谐波分量大于规定值以上的区域。

＜控制动作＞

图10示出了比较例的控制动作，该比较例构成为不使用调制率的实际值的预测值Mrp，使电流指令值发生变化以使得调制率的实际值Mr接近调制率的目标值Mo。在转矩指令值To为恒定状态下，旋转角速度ω(在图中，将电气角处的旋转角速度ω[rad/s]转换并显示为机械角处的旋转速度[rpm])以一定斜率上升。对旋转角速度ω的检测值进行用于去除噪声的滤波处理，变得比旋转角速度ω的实际值要小。因此，反馈系统的延迟变大。调制率的目标值Mo设定为过调制状态的1.21。

在比较例中，由于未使用预测值，因此调制率的实际值Mr相对于目标值Mo过冲到增加侧。由于处于过调制状态，因此通过增加调制率的实际值Mr，叠加在施加电压的线间电压上的谐波分量增加，尤其是在谐振运转区域中，放大后的电源电流的谐波分量变得过大，有可能对直流电源10等产生不良影响。

接着，图11示出本实施方式的控制动作，其构成为在与图10相同的条件下使电流指令值发生变化，以使得调制率的实际值的预测值Mrp接近调制率的目标值Mo。调制率的实际值的预测值Mrp超过调制率的目标值Mo，但其结果是抑制了调制率的实际值Mr的过冲。

图12示出了本实施方式所涉及的因相位超前增益Kad的变化而产生的过冲的抑制效果的变化。如果增加相位超前增益Kad，则相位超前的程度增加，过冲的抑制效果变大。另一方面，如果减小相位超前增益Kad，则相位超前的程度减小，过冲的抑制效果变小。因此，调整相位超前增益Kad以成为所希望的动作。

＜变换例＞

在上述实施方式中，以设置有三相绕组的情况为示例进行了说明。然而，当绕组相数为多相时，也可以设定为两相、四相等任意相数。

在上述实施方式中，以设置有1组的三相绕组及逆变器的情况为示例进行了说明。然而，也可以设置2组以上的三相绕组及逆变器，对各组的三相绕组及逆变器进行与各实施方式相同的控制。

在上述实施方式中，以预测调制率计算部36对调制率的实际值Mr进行相位超前处理来计算调制率的实际值的预测值Mrp的情况为例进行了说明。然而，预测调制率计算部36也可以对调制率的实际值Mr进行各种预测运算，来计算调制率的实际值的预测值Mrp。例如，预测调制率计算部36也可以将增益与调制率的实际值Mr的变化速度相乘，并将相乘后得到的值与调制率的实际值Mr相加，来计算调制率的实际值的预测值。

在上述实施方式中，以将调制率的目标值Mo设定为一定值的情况为例进行了说明。然而，电流指令值计算部36也可以根据运转状态来使调制率的目标值Mo发生变化。例如，电流指令值计算部36也可以参照预先设定有旋转角速度ω及转矩指令值To与调制率的目标值Mo之间的关系的目标值设定数据，来计算与当前的旋转角速度ω及转矩指令值To相对应的调制率的目标值Mo。

在上述实施方式中，以电流指令值计算部37使用交链磁通指令值作为中间参数，基于调制率的目标值Mo等使交链磁通指令值发生变化，并且基于交链磁通指示值设定电流指令值的情况为例进行了说明。然而，电流指令值计算部37也可以不使用交链磁通指令值，而设定电流指令值。例如，电流指令值计算部37也可以如日本专利特开2012-200073号公报所公开的那样，使用电压不足比例作为中间参数，基于调制率的目标值Mo等使电压不足比例发生变化，基于电压不足比例设定电流指令值。

本申请记载了示例性的实施方式，但实施方式所记载的各种特征、形态及功能并不限于特定的实施方式的适用，能单独或以各种组合适用于实施方式。因此，可以认为未示例的无数变形例也包含在本申请说明书所公开的技术范围内。例如，设包括对至少一个构成要素进行变形、增加或省略的情况。

标号说明

1 交流旋转电机控制装置

10 直流电源

32 旋转检测部

33 电压检测部

34 电流检测部

35 实际调制率计算部

36 预测调制率计算部

37 电流指令计算部

38 电压指令值计算部

39 开关控制部

Kad 相位超前增益

Mo 调制率的目标值

Mr 调制率的实际值

Mrp 调制率的实际值的预测值

To 转矩指令值

ΔMp 预测加法值

VDC 电源电压

ω 旋转角速度

Claims (11)

1.一种交流旋转电机控制装置，该交流旋转电机控制装置经由逆变器对具有设置有多相绕组的定子和转子的交流旋转电机进行控制，其特征在于，包括：

电流检测部，该电流检测部检测流过所述多相绕组的电流；

电压检测部，该电压检测部检测从直流电源提供给所述逆变器的电源电压；

电流指令值计算部，该电流指令值计算部设定电流指令值；

电压指令值计算部，该电压指令值计算部基于所述电流指令值和电流检测值，计算电压指令值；

开关控制部，该开关控制部基于所述电压指令值，对所述逆变器具有的多个开关元件进行导通断开，并且对所述多相绕组施加电压；

实际调制率计算部，该实际调制率计算部基于所述电压指令值和所述电源电压的检测值，计算所述多相绕组的施加电压的基波分量的振幅相对于所述电源电压的一半值的比率即调制率的实际值；以及

预测调制率计算部，该预测调制率计算部基于所述调制率的实际值，计算所述调制率的实际值的预测值，

所述电流指令值计算部使所述电流指令值发生变化，以使得所述调制率的实际值的预测值接近所述调制率的目标值。

2.如权利要求1所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

所述预测调制率计算部对所述调制率的实际值进行相位超前处理，计算所述调制率的实际值的预测值。

3.如权利要求1或2所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

所述预测调制率计算部对所述调制率的实际值进行高通滤波处理、以及乘以增益的增益乘法处理，来计算预测加法值，将所述预测加法值与所述调制率的实际值相加来计算所述调制率的实际值的预测值。

4.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

所述预测调制率计算部以所述调制率的实际值来对所述调制率的实际值的预测值进行下限限制。

5.如权利要求1至4中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

所述预测调制率计算部对所述调制率的实际值进行高通滤波处理、以及乘以增益的增益乘法处理，来计算预测加法值，以0来对所述预测加法值进行下限限制，

将下限限制后的所述预测加法值与所述调制率的实际值相加，来计算所述调制率的实际值的预测值。

6.如权利要求3或5所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

除了所述高通滤波处理以及所述增益乘法处理以外，所述预测调制率计算部还对所述调制率的实际值进行低通滤波处理来计算所述预测加法值。

7.如权利要求2所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

所述预测调制率计算部在连接所述直流电源与所述逆变器的电源连接路径中产生电流纹波分量的谐振的谐振运转区域中，与其他运转区域相比，使所述相位超前处理中的相位超前的程度增加。

8.如权利要求3、5和6中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

所述预测调制率计算部在连接所述直流电源与所述逆变器的电源连接路径中产生电流纹波分量的谐振的谐振运转区域中，与其他运转区域相比，使所述增益乘法处理中的所述增益增加。

9.如权利要求1至8中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

所述电压指令值计算部计算包含过调制状态的所述多相绕组的电压指令值，所述过调制状态下所述多相绕组的电压指令值的振幅超过所述电源电压的一半值，

所述开关控制部基于所述多相绕组的电压指令值对所述多个开关元件进行导通断开。

10.如权利要求1至9中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

在所述调制率的实际值的预测值超过所述调制率的目标值的情况下，所述电流指令值计算部一边维持转矩指令值的转矩输出，一边在进行弱磁通的方向上使所述电流指令值发生变化，在所述调制率的实际值的预测值小于所述调制率的目标值的情况下，所述电流指令值计算部一边维持所述转矩指令值的转矩输出，一边在减弱弱磁通的方向上使所述电流指令值发生变化。

11.如权利要求1至10中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，

在所述调制率的实际值的预测值超过所述调制率的目标值的情况下，所述电流指令值计算部使交链磁通指令值减少，在所述调制率的实际值的预测值小于所述调制率的目标值的情况下，所述电流指令值计算部使所述交链磁通指令值增加，基于所述交链磁通指令值和转矩指令值来计算电流指令值。

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