JP2005204403A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 過変調による駆動電流の波形歪みにより発生する騒音を低減し、起動時間や加速時間も短くすることが可能なモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】 電流検出信号Ｖcsと指令信号Ｖecの差分を増幅する差動増幅器９０と、差動増幅出力を制限する第１制限器１００とをスイッチング制御器５０Ａ内に設ける。スイッチング制御器５０Ａは、第１制限器１００を介して出力される差動増幅信号Ｖrlimと、正弦波発生器４０からの正弦波信号SIN1〜SIN3とを乗算して入力指令信号Ｖuin,…を生成し、入力指令信号Ｖuin,…と搬送波Ｖtriの比較結果に基づきスイッチング制御信号UU,VU,WU,…によりモータ１０を駆動させる。その際、第１制限器１００は、搬送波Ｖtriの振幅に対する入力指令信号Ｖuin,…の振幅の比の最大値が、１より大きくかつ２以下の所定値になるように差動増幅出力を制限する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、搬送波を用いたパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によりモータを駆動するモータ駆動装置に関する。

図１７に従来のモータ駆動装置を示す。モータ１０は永久磁石による界磁部を有するロータと、３相コイル１１，１２，１３がＹ結線されたステータとで構成される。電力供給器２０は３個の上側パワートランジスタ２１，２２，２３および３個の下側パワートランジスタ２５，２６，２７によりブリッジ構成され、３相コイル１１，１２，１３への電力供給を行う。

位置検出器３０はロータ位置を検出し、正弦波発生器４０は位置検出器３０の位置検出信号に基づいた３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３をスイッチング制御器５０に出力する。また、電力供給器２０とＧＮＤ間に接続された電流検出器７０は電流供給器２０に流れる電流を検出し、電流検出信号Ｖｃｓを出力する。差動増幅器９０は端子８０より入力される指令信号Ｖｅｃと電流検出信号Ｖｃｓとの差を増幅し、差動増幅信号Ｖｒを出力する。乗算器５１，５２，５３は正弦波発生器４０の３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３と差動増幅器９０の差動増幅信号Ｖｒとの乗算を行い、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎとして出力する。

比較器５６，５７，５８は入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎと端子５５より入力される所定周波数の搬送波（三角波Ｖｔｒｉ）とを比較し、パルス幅変調を行う。ゲート駆動回路６０は比較回路５６，５７，５８のＰＷＭ信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷに応動して、電力供給器２０の各パワートランジスタをスイッチング制御する上側パワートランジスタ制御信号ＵＵ，ＶＵ，ＷＵおよび下側パワートランジスタ制御信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬを出力する。これにより電力供給器２０の各パワートランジスタはオン・オフ動作を行い、３相コイル１１，１２，１３に電力を供給しモータを駆動する。

このように、指令信号Ｖｅｃと電流検出信号Ｖｃｓとの差分により入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅を制御し、３相コイル１１，１２，１３に流れる駆動電流の制御を行う。したがって、指令信号Ｖｅｃと電流検出信号Ｖｃｓの差分が大きいような場合は、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅も大きくなり、３相コイル１１，１２，１３に流れる駆動電流も大きくなる。

以上のように指令信号と電流検出信号との差分を正弦波信号に乗算することにより入力指令信号を作成し、搬送波との比較を行うパルス幅変調により各パワートランジスタのスイッチング制御行うモータ駆動装置は、例えば特許文献１において開示されている。
特開平４−１０１６９４号公報

上記の従来の構成では、入力指令信号は３相正弦波信号と差動増幅信号との乗算結果であり、差動増幅信号に応じて変調率α（搬送波の振幅に対する入力指令信号の振幅の割合）が変化する。また、変調率αには制限がない。つまり、起動時や加速時等、また最高回転数で駆動している場合は、変調率αが非常に大きくなる場合があり、変調率αが１より大きい過変調となった場合は、駆動電流波形が歪み、それに起因して振動や騒音が発生していた。

また、変調率αを１以下に制限して駆動する場合もあるが、この場合、駆動トルクが制限されるため、起動時間や加速時間が長くなるという課題、また、最高回転数が抑えられるという課題があった。特に情報機器用モータ駆動においては、騒音を抑えつつ、起動時間や加速時間がより短いことが望まれている。

本発明は上記問題に鑑みたもので、その目的とするところは、過変調による駆動電流の波形歪みにより発生する騒音を低減し、起動時間や加速時間を短くすることが可能なモータ駆動装置を提供することにある。

本発明に係るモータ駆動装置は、回転位置を検出して位置検出信号を生成する位置検出手段と、位置検出手段の位置検出信号に応じて振幅一定の正弦波信号を生成する正弦波発生手段と、複数のスイッチング素子で構成され、モータに電力を供給する電力供給手段と、電力供給手段に流れる電流を検出し、電流検出信号を生成する電流検出手段と、電流検出信号と指令信号との差分を増幅して差動増幅信号を生成する差動増幅手段と、差動増幅手段からの差動増幅信号と前記正弦波発生手段からの正弦波信号とを乗算して入力指令信号を生成し、入力指令信号と所定の搬送波との比較結果に応じて、スイッチング素子を制御するためのスイッチング制御信号を生成するスイッチング制御手段とを備える。スイッチング制御手段において、搬送波の振幅に対する入力指令信号の振幅の比が、１より大きくかつ２以下の所定値を超えないように制限される。

このように構成することにより、起動時や加速時、または最高回転数で駆動している場合の駆動電流の波形歪みが小さくなり、それに起因する振動や騒音の低減が可能となる。また、変調率αを１未満で駆動する場合と比較し、入力指令信号の振幅が大きく電圧利用率が向上するため、最高回転数を伸ばすことが可能となる。さらに、起動時や加速時において、駆動トルクが改善されるため、起動時間や加速時間を短くすることも可能となる。

本発明のモータ駆動装置において、スイッチング制御手段は、搬送波の振幅に対する入力指令信号の振幅の比が、１より大きくかつ２以下の所定値を超えないようにするために、入力指令信号の振幅を制限する第２の制限手段をさらに含んでもよい。これにより、電源電圧の振幅に対する搬送波の振幅の比率を高めることができ、比較精度を向上できる。

また、本発明のモータ駆動装置において、位置検出手段はホール素子で構成され、かつ、正弦波発生手段は、ホール素子の出力信号の極性切り替わりタイミングに応じてディジタル処理して疑似正弦波信号を出力するようにしてもよい。ホール出力信号の極性切り替わりタイミングに応動してディジタル処理するため、ホール素子出力波形による影響が少なく、駆動電流の波形歪みをより小さくすることが可能となる。さらに、ホール素子を１個で構成した場合には低コスト・省配線といった効果も期待できる。

本発明のモータ駆動装置によれば、過変調による駆動電流の波形歪みにより発生する騒音を低減し、起動時間や加速時間も短くすることが可能となる。

以下、本発明に係るモータ駆動装置の実施の形態について添付の図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１に本発明に係る実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す。本実施形態のモータ駆動装置の制御対象であるモータ１０は永久磁石による界磁部を有するロータと、３相コイル１１，１２，１３がＹ結線されたステータとで構成される。

モータ駆動装置は、電力供給器２０と、位置検出器３０と、正弦波発生器４０と、スイッチング制御器５０Ａと、電流検出器７０とを備える。

電力供給器２０は３個の上側パワートランジスタ２１，２２，２３および３個の下側パワートランジスタ２５，２６，２７によりブリッジ構成され、モータ１０の３相コイル１１，１２，１３へ電力供給を行う。また、上側パワートランジスタ２１，２２，２３にはそれぞれ逆並列に上側パワーダイオード２１ｄ、２２ｄ、２３ｄが接続され、下側パワートランジスタ２５，２６，２７にもそれぞれ逆並列に下側パワーダイオード２５ｄ、２６ｄ、２７ｄが接続されている。なお、上側パワートランジスタ２１，２２，２３および下側パワートランジスタ２５，２６，２７はＮ形電界効果トランジスタを用い、上側パワーダイオード２１ｄ、２２ｄ、２３ｄおよび下側パワーダイオード２５ｄ、２６ｄ、２７ｄは寄生ダイオードを用いて構成してもよい。

図２に位置検出器３０と正弦波発生器４０の基本構成図を示す。
位置検出器３０はロータ位置の検出を行う。位置検出器３０は３個のホール素子（磁気センサ）３３，３４，３５と、３個のホールアンプ３６，３７，３８とを含み、それぞれの各ホール出力（Ｈ１ＨとＨ１Ｌ、Ｈ２ＨとＨ２Ｌ、Ｈ３ＨとＨ３Ｌ）を差動増幅し、位置検出信号Ｈ１〜Ｈ３として正弦波発生器４０に出力する。ホール素子は電気的に１２０ｄｅｇ相当ずらして配置される。

正弦波発生器４０はＡＧＣ回路４１と、位相シフト回路４２とを含む。ＡＧＣ回路４１は位置検出器３０からの位置検出信号Ｈ１〜Ｈ３の振幅を一定値となるように振幅を制御する。位相シフト回路４２は、位置検出信号Ｈ１〜Ｈ３の位相シフトを行う。正弦波発生器４０の出力信号である３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３はスイッチング制御器５０Ａに入力する。なお、位相シフト回路４２は例えばベクトル演算で処理し、基本的には位置検出器３０の位置検出信号Ｈ１〜Ｈ３に対して３０ｄｅｇだけ位相シフトさせて３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３とする。このように、位相シフトを行うのは、位置検出信号Ｈ１〜Ｈ３と、その信号を用いた実際の制御タイミングとのずれを修正するためである。なお、位相シフト量は３０ｄｅｇに限定されるわけではなく、回転数に応動して変化させてもよい。

図３は位置検出器３０および正弦波発生器４０の各部の信号波形図である。このように、正弦波発生器４０は、位置検出器３０の位置検出信号Ｈ１〜Ｈ３から、振幅値一定の３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３を生成し、スイッチング制御器５０Ａに出力する。

図１に戻り、電流検出器７０が電力供給器２０とＧＮＤ間に接続される。電流検出器７０は電力供給器２０に流れる電流を検出し、電流検出信号Ｖｃｓをスイッチング制御器５０Ａに出力する。電流検出器７０の基本構成図を図４に示す。図５は、電流検出器７０の動作を説明する信号波形図である。図４より、電流検出器７０は電流検出抵抗７１と、抵抗７２およびコンデンサ７３で構成されるフィルタ７５を含む。電流検出抵抗７１により電力供給器２０に流れる電流を検出し、フィルタ７５を介して電流検出信号Ｖｃｓとして出力する。図５より、電流検出抵抗７１により検出される信号Ｒｃｓは後述するようにＰＷＭ駆動しているためパルス状波形となり、また、電流検出信号Ｖｃｓは電力供給器２０に流れる電流のほぼ平均直流電圧となる。なお、電流検出手段は抵抗に限定されず、電流センサ等により検出を行ってもよい。

図１を参照し、スイッチング制御器５０Ａは、差動増幅器９０と、第１制限器１００と、乗算器５１，５２，５３と、比較器５６，５７，５８と、ゲート駆動回路６０とを含む。

スイッチング制御器５０Ａは、指令信号Ｖｅｃを入力する指令信号入力端子８０と、ＰＷＭ変調に用いる高周波の搬送波Ｖtriを入力する搬送波入力端子５５とを含む。

差動増幅器９０は指令信号入力端子８０から入力される指令信号Ｖｅｃと、電流検出信号Ｖｃｓとの差分を増幅して差動増幅信号Ｖｒを生成し、第１制限器１００に出力する。第１制限器１００は差動増幅器９０の差動増幅信号Ｖｒの振幅が所定値以下となるよう制限を行う（その動作の詳細は後述）。乗算器５１，５２，５３は正弦波発生器４０からの３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３と、第１制限器１００からの出力信号Ｖｒｌｉｍとの乗算を行い入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎを生成し、出力する。

比較器５６，５７，５８の一方の入力端子には乗算器５１，５２，５３の出力である入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎがそれぞれ入力され、他方の入力端子には搬送波入力端子５５から入力される高周波な搬送波Ｖｔｒｉが入力される。ここで、入力する搬送波は、例えば可聴領域以上の２０ｋＨｚ以上で２００ｋＨｚ以下の三角波である。比較器５６，５７，５８は入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎと三角波Ｖｔｒｉとの比較によりパルス幅変調を行い、ＰＷＭ信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＶ，ＰＷＭＷを生成し、ゲート駆動回路６０に出力する。

ゲート駆動回路６０は、ＰＷＭ信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷに応じて動作し、電力供給器２０の上側パワートランジスタ２１，２２，２３のゲートを制御する制御信号ＵＵ，ＶＵ，ＷＵと、下側パワートランジスタ２５，２６，２７のゲートを制御する制御信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬとを出力する。

図６にゲート駆動回路６０の基本構成図を示す。説明の便宜上、図６にはＵ相に対する構成のみを示すが、他の２相についても同様である。遅延回路６１は例えばＲＣ回路等により構成され、比較器５６によりパルス幅変調されたＰＷＭ信号ＰＷＭＵを所定時間Ｔｄだけ遅延させる。その遅延させられた信号（ＰＷＭＵｄ）は論理積ゲート６２の一方の入力端子に入力され、他方の入力端子にはＰＷＭ信号ＰＷＭＵが入力される。論理積ゲート６２の出力は制御信号ＵＵとして電力供給器２０の上側パワートランジスタ２１のゲートに入力する。また、遅延信号ＰＷＭＵｄは論理和反転ゲート６３の一方の入力端子にも入力し、他方の入力端子にはＰＷＭ信号ＰＷＭＵが入力される。論理和反転ゲート６３の出力は制御信号ＵＬとして電力供給器２０の下側パワートランジスタ２５のゲートに入力する。

図７は、ゲート駆動回路６０における各部の動作を説明するタイミングチャート（Ｕ相のみ）である。比較器５６において、入力指令信号Ｖｕｉｎと三角波Ｖｔｒｉの比較が行われＰＷＭ信号ＰＷＭＵが出力される。遅延信号ＰＷＭＵｄはＰＷＭ信号ＰＷＭＵを遅延回路６１により所定時間Ｔｄ遅延した信号である。ＵＵ，ＵＬはそれぞれ上側パワートランジスタ２１および下側パワートランジスタ２５のゲートを制御する制御信号である。なお、上述の遅延時間Ｔｄは上下パワートランジスタの同時オンによる貫通防止を行うためのデッドタイムである。以上より、電力供給器２０のそれぞれのパワートランジスタはゲート駆動回路６０からの制御信号ＵＵ，ＶＵ，ＷＵおよびＵＬ，ＶＬ，ＷＬに応じたオンオフ動作を行う。これにより、３相コイル１１，１２，１３に電力を供給しモータを駆動する。

ここで、スイッチング制御器５０Ａの詳細な動作を説明する。以下の説明では、一定値に制御された正弦波発生器４０の３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３の振幅値をＡとし、搬送波入力端子５５より入力される三角波Ｖｔｒｉの振幅値をＢとする。さらに、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅値をＸとする。

第１制限器１００は図８に示すような入出力特性を有する。すなわち、第１制限器１００は制限値ｌｉｍを有し、差動増幅信号Ｖｒの振幅が制限値ｌｉｍ内に収まるように差動増幅信号Ｖｒの振幅を制限する。ここで、制限値ｌｉｍは後述するように、三角波Ｖｔｒｉの振幅値（Ｂ）に対する入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅値（Ｘ）の比（α）が所定範囲になるように設定される。

乗算器５１，５２，５３は正弦波発生器４０の３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３と第１制限器１００の出力信号Ｖｒｌｉｍとの乗算を行い入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎとして比較器５５，５６，５７の一方の入力端子に入力する。比較器５５，５６，５７は入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎと三角波Ｖｔｒｉとの比較を行うことによりパルス幅変調を行う。ＰＷＭ信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＶ，ＰＷＭＷはゲート駆動回路６０を介して電力供給器２０の上下パワートランジスタをオンオフ動作させ、３相コイル１１，１２，１３に電力を供給する。このように、第１制限器１００の出力信号Ｖｒｌｉｍにより入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅値を制御し、３相コイル１１，１２，１３に流れる駆動電流を制御する。よって、指令信号入力端子８０から入力される指令信号Ｖｅｃに応動して、駆動電流が３相コイル１１，１２，１３に流れる。

指令信号Ｖｅｃに対して電流検出器７０の電流検出信号Ｖｃｓが小さい場合、差動増幅器９０の差動増幅信号Ｖｒは大きくなり、第１制限器１００の出力信号Ｖｒｌｉｍも大きくなる。よって、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅値Ｘが大きくなり、３相コイル１１，１２，１３に流れる駆動電流がより大きくなる。ここで、起動時や加速時、または最高回転数で駆動している場合を考える。この場合、指令信号Ｖｅｃに対して電流検出器７０の電流検出信号Ｖｃｓがかなり小さく、差動増幅器９０の差動増幅信号Ｖｒはかなり大きくなる。この時、第１制限器１００の入力信号Ｖｒが制限値ｌｉｍ以上であると、第１制限器１００は、出力信号Ｖｒを制限値ｌｉｍに制限して出力する（図８参照）。つまり、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅値Ｘは、３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３の振幅値Ａと、第１制限器１００の制限値ｌｉｍとの乗算結果であるＡ＊ｌｉｍに制限される。

三角波Ｖｔｒｉの振幅値Ｂに対する入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅値Ｘの割合を変調率α（＝Ｘ／Ｂ）とし、図９に、変調率αがそれぞれ１，２，３の場合における入力信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎと三角波Ｖｔｒｉとの関係を示す。なお、実際の制御においては入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎに対する三角波Ｖｔｒｉの周波数は３桁ほど大きいが、説明の便宜上、三角波Ｖｔｒｉの周波数を低くして示している。

図９（ａ）は変調率α＝１の場合であり、変調率αが１未満（α＜１）では、三角波Ｖｔｒｉに対して入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅が小さく、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの全ての区間（３６０ｄｅｇ）において三角波Ｖｔｒｉ毎にパルス幅変調が行われ、３相コイル１１，１２，１３には正弦波状の駆動電流が流れる。

図９（ｃ）は変調率α＝３の場合であり、このように変調率αが大きく過変調となると、三角波Ｖｔｒｉに対して入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅も大きくなり、三角波Ｖｔｒｉの振幅値Ｂ以上の入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの区間（例えば、図９（ｃ）の区間Ｐ）では三角波Ｖｔｒｉ毎にパルス幅変調は行われない。この場合、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎが３相ともパルス幅変調されない区間（例えば、図９（ｃ）の区間Ｑ）が存在し、その区間においては電力供給器２０の各パワートランジスタがフル・オン動作でモータを駆動していることになる。すなわち、３相コイル１１，１２，１３に流れる駆動電流はモータ定数で決まり、波形歪みが大きくそれに起因して振動や騒音が発生する。

図９（ｂ）は変調率α＝２の場合であり、この時、各相の入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの交点は三角波Ｖｔｒｉの振幅と一致する（Ｘ／２＝Ｂ）。正弦波発生器４０の出力信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３が振幅値一定の３相正弦波信号であるため、ぞれぞれの信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３の交点は振幅値Ａの１／２倍の位置となる。入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎは３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３と第１制限器１００の出力信号Ｖｒｌｉｍの乗算結果であるため、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの交点も振幅値Ｘの１／２倍の位置となる。

すなわち、変調率α＝２の場合に、変調率α＝３の場合のように電力供給器２０の各パワートランジスタがフルオン動作でモータを駆動する状態（Ｑ区間）がなくなり、必ず少なくとも１相がパルス幅変調されて駆動されることになり、３相コイル１１，１２，１３には正弦波上の駆動電流が流れる。したがって、変調率αを最大で２となるように第１制限器１００の制限値ｌｉｍを設定すれば、３相コイル１１，１２，１３に流れる駆動電流波形も正弦波状を保つことができ、駆動電流の波形歪みによる振動や騒音を防ぐことが可能となる。

図１０は、変調率αが１，２，３の場合における駆動電流波形のシミュレーション結果を示した図である。図１０（ａ）の変調率α＝１の場合、駆動電流波形はほぼ正弦波状であるのに対し、図１０（ｃ）の変調率α＝３の場合、過変調となり、駆動電流波形は歪んでいる。一方、図１０（ｂ）の変調率α＝２の場合は、上述のように正弦波状の駆動電流波形を保持している。

図１１は、変調率αに対する達成可能な最高回転数をシミュレーションした結果を示した図である。同図より、変調率αの増加に伴い、達成可能な最高回転数が増加しているのが分かる。例えば、変調率α＝２の場合、変調率α＝１の場合に比して最高回転数が１０％程度増加している。なお、変調率αが１．５以上では、最高回転数の増加率は減少し、ほぼ横ばいとなっているのが分かる。

以上のように、本実施形態では、変調率αが２以下となるように入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅を制限するのが好ましい。これにより、起動時や加速時、または最高回転数で駆動している場合（過変調時）の駆動電流の波形歪みを少なくでき、それに起因する振動や騒音の低減が可能となる。

本実施形態では、変調率αを最大２まで許容することにより、変調率αが１以下で駆動する場合と比較し、正弦波状の駆動電流波形を保持しつつ、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅を大きくでき、電圧利用率も向上でき、最高回転数を伸ばすことが可能となる。またさらに、起動時や加速時において、変調率αが１以下で駆動する場合と比較し、駆動トルクが改善されるため、起動時間や加速時間を短くすることも可能となる。よって、起動時や加速時、または最高回転数で駆動している場合の振動や騒音を低減でき、変調率αが１以下で駆動するものに対して、起動時間や加速時間を短くすることが可能となる。

なお、本実施の形態では、第１制限器１００における変調率αの上限を２以下の所定値に設定したが、より好ましくは変調率αの上限を、１より大きく２以下の値に設定するのがよい。これは変調率αの上限を１未満に設定することは最高回転数の低下や起動時間、加速時間の低下に繋がるからである。さらに変調率αの上限を１より大きく１．８以下（１＜α≦１．８）の値に設定してもよい。これは比較器５５，５６，５７のバラツキやオフセットによる影響を考慮し、また、ヒステリシスを持つ比較器を用いた場合のヒステリシス幅による影響を考慮してのことである。つまり、変調率αの上限を２と設定した場合、上記影響により、必ずどれか１相が三角波Ｖｔｒｉ毎にパルス幅変調されるとは限らなくなり、駆動電流の波形歪みが生じる可能性があるからである。また、変調率αの上限を１より大きく１．５以下（１＜α≦１．５）の値に設定してもよい。つまり、図１１より、変調率αの上限が１．５以上では、最高回転数の増加がさほど期待できないことから、変調率αの上限を１．５以下に設定してもよい。

なお、図１に示す構成要素のうちモータ１０及びホール素子３３、３４、３５を除く構成要素のいくつかを１つの集積回路内に収めてもよい。

（実施の形態２）
図１２に実施の形態２のモータ駆動装置の全体構成図を示す。実施の形態１とはスイッチング制御器５０Ｂの構成が異なる。すなわち、スイッチング制御器５０Ｂ内に第２制限器１１０を設けた点が異なる。それ以外の構成、動作は実施の形態１で説明したものと同様である。

第２制限器１１０は乗算器５１，５２，５３と比較器５５，５６，５７との間に接続され、乗算器５１，５２，５３の出力信号である入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅制限を行う。図１３に、第２制限器１１０の入出力特性（Ｕ相のみ）を示す。第２制限器１１０は、第１制限器１００と同様に所定の制限値（ここでは、Ｂ＋Ｙ）を有しており、その制限値を超えないように、入力信号を制限して出力する。すなわち、第２制限器１１０は、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの上限を制限し、入力指令信号Ｖｕｉｎｌ，Ｖｖｉｎｌ，Ｖｗｉｎｌとして出力する。制限した入力指令信号Ｖｕｉｎｌ，Ｖｖｉｎｌ，Ｖｗｉｎｌと三角波Ｖｔｒｉとは比較器５６，５７，５８にて比較され、パルス幅変調が行われ、モータ駆動のためのＰＷＭ信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＶ，ＰＷＭＷが生成される。

ここで、第２制限器１１０により、入力指令信号Ｖｕｉｎｌ，Ｖｖｉｎｌ，Ｖｗｉｎｌを制限する理由を説明する。スイッチング制御器５０Ｂは一般に半導体集積回路で構成され、一定電圧（例えば５Ｖ）の電源が駆動電圧として供給される。入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎ、三角波Ｖｔｒｉの振幅はともに、電源電圧の振幅の範囲内に収まる必要がある。よって、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅が大きいと、相対的に三角波Ｖｔｒｉの振幅は小さくなり、ＰＷＭ信号の精度が低下する。この点から、入力指令信号の振幅を三角波Ｖｔｒｉの振幅にほぼ等しくするのが好ましい。

一方、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎが三角波Ｖｔｒｉの振幅値より大きい区間では、比較器５６，５７，５８によりデューティー１００％の信号が生成される。この場合、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅値が、三角波Ｖｔｒｉの振幅値より大きいか否かということによりデューティーの値が決定され、それらの電圧差はデューティーの値には関係しない。すなわち、この区間においては、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅を制限しても、制限された入力指令信号の振幅が三角波Ｖｔｒｉの振幅値よりも大きければ、本来のデューティー値が得られる。

以上より、本実施形態では、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎが三角波Ｖｔｒｉの振幅値より大きい区間において、第２制限器１１０により、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅を適宜制限して、入力指令信号の最大振幅値を抑えることにより、電源電圧に対する三角波の振幅の割合を高め、制御精度を向上する。

図１４は第２制限器１１０の動作を説明するための図である。図１４には、変調率α＝２（Ｘ／２＝Ｂ）の場合における、第２制限器１１０に入力する入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎと、第２制限器１１０の出力信号である、制限された入力指令信号Ｖｕｉｎｌ，Ｖｖｉｎｌ，Ｖｗｉｎｌと、三角波Ｖｔｒｉとが示されている。

図１４において、入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎが三角波Ｖｔｒｉの振幅値Ｂより大きい区間は、比較器５６，５７，５８による比較結果はデューティー１００％である。したがって、第２制限器１１０により入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅を制限した制限入力指令信号Ｖｕｉｎｌ，Ｖｖｉｎｌ，Ｖｗｉｎｌを用いてパルス幅変調を行ってもデューティー１００％という結果は変わらない。ここで、設計上、比較器５６，５７，５８のバラツキやオフセット、またはヒステリシスを構成した場合を考慮し、第２制限器１１０による制限値は、三角波Ｖｔｒｉの振幅値Ｂに対して所定値Ｙだけ上乗せした値に設定するのが好ましい。これは、所定値Ｙを考慮しない場合、本来比較器５６，５７，５８による比較結果がデューティー１００％であるはずのタイミングでデューティーが１００％を切ってしまうような場合が存在するからである。

以上のように、第２制限器１１０で入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅を制限することにより、制限しない場合と比較して、三角波の振幅を相対的に大きく取ることが可能となり、比較器５６，５７，５８による比較精度を向上させることができる。具体的には、図１４を参照し、比較器５６，５７，５８の電源電圧Ｖｃｃに対して入力指令信号Ｖｕｉｎ，Ｖｖｉｎ，Ｖｗｉｎの振幅値Ｘを考慮した場合の三角波Ｖｔｒｉの振幅値Ｂと、制限入力指令信号Ｖｕｉｎｌ，Ｖｖｉｎｌ，Ｖｗｉｎｌの振幅値Ｂ＋Ｙを考慮した場合の三角波Ｖｔｒｉの振幅値Ｂとでは、後者の方がより大きい振幅値Ｂの三角波Ｖｔｒｉを用いることが可能である。つまり、第２制限器１１０を用いない場合と比較して、本実施の形態２では、より電圧レンジの広い比較動作が可能となり、比較精度を向上させることが可能となる。

（実施の形態３）
図１５に本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置の全体構成図を示す。実施の形態１のものとは、位置検出器３０Ａ及び正弦波作成器４０Ａの構成が異なる。それ以外の構成、動作は、実施の形態１で説明したものと同様である。

図１６（ａ）に、本実施形態の位置検出器３０Ａと正弦波発生器４０Ａの基本構成図を示す。本実施形態の位置検出器３０Ａは例えば電気的に１２０ｄｅｇ相当ずらして配置された３個のホール素子等の磁気センサで構成され、ロータ位置の検出を行う。位置検出器３０Ａは３個のホール素子３３，３４，３５と、３個の比較器３６Ａ，３７Ａ，３８Ａとを含む。位置検出器３０Ａは、各ホール素子３３，３４，３５からの２つの出力（Ｈ１ＨとＨ１Ｌ、Ｈ２ＨとＨ２Ｌ、Ｈ３ＨとＨ３Ｌ）を比較し、位置検出比較信号Ｈ１Ａ〜Ｈ３Ａを正弦波発生器４０Ａに出力する。ここで、位置検出比較信号Ｈ１Ａ〜Ｈ３Ａは、極性切り替わり毎（電気的に１８０ｄｅｇ毎）に、“Ｈ”または“Ｌ”に切り替わる信号である（図１６（ｂ）参照）。

正弦波発生器４０Ａは計測回路４３と、ＤＡ変換回路４４とを含み、位置検出器３０Ａの位置検出比較信号Ｈ１Ａ〜Ｈ３Ａのエッジ間を計測回路４３により所定のクロックで計測し、その計測結果を所定倍数に定倍する。このとき、計測に使用するエッジは、同一相におけるエッジでもよいし、異なる相のエッジ間を計測してもよい。また、連続して発生するエッジ間を測定してもよいし、一定間隔毎に発生するエッジ間を測定してもよい。

ＤＡ変換回路４４は、計測回路４３からのデジタル信号を正弦波状波形のアナログ信号に変換する。この時に位相シフトも同時に行う。アナログ変換された信号は３相正弦波状信号ＳＩＮ１Ａ〜ＳＩＮ３Ａとして乗算器５１に入力する。この３相正弦波信号ＳＩＮ１Ａ〜ＳＩＮ３Ａを用いて実施の形態１と同様の動作を行う。

このように３相正弦波状信号ＳＩＮ１Ａ〜ＳＩＮ３Ａをディジタル処理を介して生成することにより、実施の形態１のようにアナログ的に生成する場合と比較して、生成される正弦波状信号ＳＩＮ１Ａ〜ＳＩＮ３Ａがホール素子の出力波形の歪に影響されにくくなる。

例えば、アナログ的に処理を行う場合、ホール素子の出力波形が高調波を多く含んだ信号である場合は、正弦波発生器４０より出力される３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３は正弦波ではなく高調波を含んだ歪みを持った信号となってしまう。したがってその信号を基にパルス幅変調を行い、モータを駆動すると、３相コイル１１，１２，１３の駆動電流には波形歪みが生じてしまう。これに対し、本実施形態では、ホール素子の出力の極性切り替わりタイミングのみを用いて３相正弦波状信号ＳＩＮ１Ａ〜ＳＩＮ３Ａをディジタル的に作成するため、ホール素子の出力波形の歪による影響は少なく、正弦波発生器４０Ａの３相正弦波状信号ＳＩＮ１Ａ〜ＳＩＮ３Ａはほぼ正弦波状の信号として出力できる。よって、ホール素子出力波形に影響されず、３相コイル１１，１２，１３に歪みの少ない正弦波状の駆動電流を流すことが可能となる。

なお、本実施の形態では、位置検出器３０Ａを３個のホール素子を用いて構成した場合について説明を行ったが、１個のホール素子出力の極性切り替わりタイミングを基に３相分の正弦波状信号ＳＩＮ１Ａ〜ＳＩＮ３Ａを作成するよう構成してもよい。この場合、３個のホール素子を使う構成と比較し、ホール素子の取付誤差による影響が少なくなる。具体的には取付誤差があるとホール素子出力をアナログ的に処理して３相正弦波信号ＳＩＮ１〜ＳＩＮ３を作成すると歪みを持った信号波形となってしまい、それに起因して３相コイル１１，１２，１３の駆動電流の波形も歪む可能性があるからである。また、ホール素子を２個削減出来るため、その分の低コスト・省配線が可能となる。

本実施形態の構成は、実施の形態１及び２にも適用できることは言うまでもない。

なお、以上説明した本発明に対し、その趣旨を変えずして種々の変更が可能であり、そのような構成は本発明の思想に含まれることはいうまでもない。

本発明にかかるモータ駆動装置は、過変調による駆動電流の波形歪みにより発生する騒音を低減し、起動時間や加速時間も短くできるという効果を有し、パルス幅変調で駆動するモータ駆動装置等として有用である。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置の全体構成を示す図である。 位置検出器と正弦波作成器の回路構成図である。 位置検出器と正弦波発生器の各部の動作を説明するためのタイミング図である。 電流検出器の回路構成図である。 電流検出器の各部の動作を説明するためのタイミング図である。 ゲート駆動回路の回路構成図である。 ゲート駆動回路の各部の動作を説明するためのタイミング図である。 第１制限器の入出力特性を示した図である。 第１制限器の動作と変調率の関係を説明するための図である。 ３つの変調率における駆動電流波形のシミュレーション結果である。 変調率と実現できる最高回転数の関係を示した図である。 本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の全体構成を示す図である。 第２制限器の入出力特性を示した図である。 第２制限器の動作を説明するための図である。 本発明の実施の形態３におけるモータ駆動装置の全体構成を示す図である。 実施の形態３の位置検出器と正弦波発生器の回路構成図である。 従来のモータ駆動装置の全体構成を示す図である。

符号の説明

１：直流電源
１０：モータ
１１，１２，１３：コイル
２０：電力供給器
３０，３０Ａ：位置検出器
４０，４０Ａ：正弦波発生器
５０，５０Ａ、５０Ｂ：スイッチング制御器
５１，５２，５３：乗算器
５６，５７，５８：比較器
６０：ゲート駆動回路
７０：電流検出器
９０：差動増幅器
１００：第１制限器
１１０：第２制限器

Claims (10)

1. 回転位置を検出して位置検出信号を生成する位置検出手段と、
   該位置検出手段の位置検出信号に応じて振幅一定の正弦波信号を生成する正弦波発生手段と、
   複数のスイッチング素子で構成され、モータに電力を供給する電力供給手段と、
   前記電力供給手段に流れる電流を検出し、電流検出信号を生成する電流検出手段と、
   前記電流検出信号と指令信号との差分を増幅して差動増幅信号を生成する差動増幅手段と、
   該差動増幅手段からの差動増幅信号と前記正弦波発生手段からの正弦波信号とを乗算して入力指令信号を生成し、該入力指令信号と所定の搬送波との比較結果に応じて、前記スイッチング素子を制御するためのスイッチング制御信号を生成するスイッチング制御手段とを備え、
   該スイッチング制御手段において、前記搬送波の振幅に対する前記入力指令信号の振幅の比が、１より大きくかつ２以下の所定値を超えないよう制限される、ことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記スイッチング制御手段は、前記搬送波の振幅に対する前記入力指令信号の振幅の比が、１より大きくかつ２以下の所定値を超えないようにするために、前記差動増幅信号の振幅を制限する制限手段を含むことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記所定値を２とすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記スイッチング制御手段は、前記搬送波の振幅に対する前記入力指令信号の振幅の比が、１より大きくかつ２以下の所定値を超えないようにするために、前記入力指令信号の振幅を制限する第２制限手段を含むことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記第２制限手段は、前記入力指令信号を前記搬送波の振幅に所定値を加えた値を閾値とし、前記入力指令信号が該閾値を超えたときに、前記入力指令信号を該閾値以下に制限することを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記位置検出手段はホール素子で構成され、前記正弦波発生手段は前記ホール素子の出力信号をアナログ処理して出力することを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
7. 前記位置検出手段はホール素子で構成され、前記正弦波発生手段は、前記ホール素子の出力信号の極性切り替わりタイミングに応じてディジタル処理して疑似正弦波信号を出力することを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
8. 前記位置検出手段は１個のホール素子で構成したことを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. 前記電流検出手段は、電流検出抵抗と、該電流検出抵抗の両端電圧を平滑するフィルタとを含むことを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
10. 前記正弦波発生手段、前記電力供給手段、前記電流検出手段、前記差分増幅手段及び前記スイッチング制御手段を１つの集積回路内に収めたことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
    

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