JP2005102350A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＰＷＭ駆動するインバータ装置で、ブラシレスモータをセンサレスで、ＣＰＵによる演算を必要とせずに正弦波駆動する。
【解決手段】 直列接続された２つのスイッチング素子より成るアームを直流電源１に出力相数組を並列に備えた多相インバータと、このインバータを駆動するスイッチング信号生成手段１３と、直流電源１の一方の側に接続されたスイッチング素子が全てオン状態のタイミングに同期してサンプリング信号PAを出力するサンプリング手段６と、サンプリング信号ＰＡに同期して、前記多相インバータの出力端子での相電圧を取り込み相電圧変化率信号を検出し、そして前記相電圧のゼロクロス時に、相電流変化率信号(PBU,PBV,PBW)として出力する相電流変化率検出手段７と、前記相電流変化率信号に対応して位相制御信号を生成して前記スイッチング信号生成手段１３に供給する位相制御手段１４とを備える。
【選択図】図１０

Description

本発明は、ブラシレスモータの駆動装置に関するものであって、ＰＷＭ正弦波駆動で且つセンサレス駆動される装置に関するものである。

近年、ハードディスクや光ディスク等のスピンドルモータ用として、あるいはエアコンのファンモータやコンプレッサ駆動用モータとして、ブラシレスモータが一般的に採用されており、広範囲の可変速制御や電力消費量低減のため、インバータ装置を使ってＰＷＭ駆動されている。三相コイルを有するブラシレスモータ内部には、通常ロータの磁極位置検出のため、ホール素子等の磁極センサーが電気角１２０°毎に配置されている。この磁極センサーによって、ロータの回転位置に対応した信号を得て、ブラシレスモータのコイルに１８０°通電方式にて正弦波駆動されている。

これに対して、低コスト化や小型化を目的として、磁極センサーを使用することなく、ブラシレスモータを駆動可能とした、いわゆるセンサレス技術が種々開発されている。このセンサレス駆動を実現する手段として、電気角１２０°通電を行い、フローティングコイルにモータが回転することにより発生する逆起電圧を検出し、この逆起電圧のゼロクロスを使う方法がある。

例えば、特許文献１によると、逆起電圧のゼロクロス近辺で一定区間ＰＷＭ動作を停止させ、ＰＷＭノイズによる誤検出を防止する技術が開示されている。また例えば、特許文献２によると、検出した相電流のゼロクロス情報とインバータの出力電圧と回転数情報等から位置情報をＣＰＵで演算する技術が開示されている。この特許文献２に開示されている内容について、その要部を示す図１７に従い、以下説明する。

直流電源１０１にインバータ主回路１０７が接続されており、インバータ主回路１０７は、３相ブリッジ接続のトランジスタＴ１〜Ｔ６と各トランジスタにそれぞれ並列接続されたフライホイールダイオードＤ１１〜Ｄ１６より構成されている。そのインバータ主回路１０７の出力端子１０７Ｕ，１０７Ｖ，１０７Ｗは、３相ブラシレスモータ１０８のスター結線された各コイル１０８Ｕ，１０８Ｖ，１０８Ｗにそれぞれ接続されている。

始動制御部１０９は、外部より始動指令信号が与えられると、電圧指令ｖを通電信号形成部１１０及び誘起電圧位相差演算部１１１に出力すると共に、周波数指令ｆsを指令選択部１１２に出力する。通電信号形成部１１０は、クロック発振器、カウンター、ＲＯＭ、レベル信号発生器より構成されていて、１２０°間隔の通電信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷをＰＷＭ回路１１４に出力すると共に、それらのいずれかがゼロクロス点を通過する毎にハイ、ローレベルの反転を繰り返す通電位相信号１１０ＳＰを生成して、電流位相差検出部１１５に出力する。

ＰＷＭ回路１１４は、内部の搬送波発生器から出力される搬送波（三角波）のレベルと通電信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷのレベルとをそれぞれ比較して、各トランジスタＴ１〜Ｔ６の駆動信号を出力する。駆動回路１１６は、ＰＷＭ回路からの信号をレベルシフトして、各トランジスタＴ１〜Ｔ６に供給する。

電流極性検出回路１１７は、インバータ主回路１０７において流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相電流の極性を検出し、電流極性信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷを電流位相差検出部１１５に出力する。電流位相差検出部１１５は、電流極性信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷと通電位相信号１１０ＳＰとに基づいて、モータ１０８のコイル１０８Ｕ，１０８Ｖ，１０８Ｗの両端にそれぞれ印加される電圧に対するコイル電流の位相差θiを検出して、その電流位相差θiを誘起電圧位相差演算部１１１、及び周波数指令決定部１１３に出力する。

誘起電圧位相差演算部１１１は、電圧指令ｖ、周波数指令ｆ、及び電流位相差θiからインバータ主回路１０７の出力電圧に対するモータ１０８のコイル１０８Ｕ，１０８Ｖ，１０８Ｗに誘起される電圧の位相差θeを演算して、その誘起電圧位相差θeを周波数指令決定部１１３に出力する。周波数指令決定部１１３は、周波数指令ｆ、電流位相差θi、及び誘起電圧位相差θeから周波数指令ｆeを決定して、指令選択部１１２に出力する。

ここで、θi＞θeの場合は、周波数指令ｆeを増加させ、モータ１０８を加速するように通電を行ない、ロータの位相（誘起電圧位相差θe）を相対的に遅れ方向に移行させるように作用する。逆に、θi＜θeの場合は、周波数指令ｆeを減少させ、ロータの位相を相対的に進み方向に移行させるように作用する。以上の処理が繰り返されることによって、最終的に電流位相差θiと誘起電圧位相差θeとが等しくなるように周波数指令ｆe、即ち周波数指令ｆが決定される。

以上を要約すると、電流位相差検出部１１５によって、インバータ主回路１０７の出力電圧ｖに対するモータ１０８のコイル電流ｉu、ｉv、ｉwの位相差θiを検出し、誘起電圧位相差演算部１１１は、電流位相差θiに基づいて、出力電圧ｖに対するモータ１０８の誘起電圧位相差θeを演算し、周波数指令決定部１１３は誘起電圧位相差θeと電流位相差θiとの差に基づいて周波数指令ｆeを決定する。そして、通電信号形成部１１０は、周波数指令ｆeに基づき正弦波に応じた電圧率の振幅を有する通電信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷを生成し、インバータ主回路を介してモータ１０８を駆動する。

従って、通電信号を形成するために磁極センサーを用いてロータの位置信号を得ることなく、電流位相差θiと誘起電圧位相差θeとから周波数指令ｆeが決定されるので、モータ１０８のコイルに正弦波に基づいた振幅の電圧を印加して、モータ１０８を駆動できる。
特開平１０−１９１６８４ 特開平１０−２８５９８２

しかし、上記従来の技術では次のような課題があった。特許文献１による方法では、逆起電圧のゼロクロス近辺で一定区間ＰＷＭ動作を停止させるので、この非通電区間でのトルク変動が騒音や振動の原因となるという問題があった。また特許文献２による方法では、高度な演算処理を必要とするために、ＣＰＵ等の高価な演算処理器が必要で、モータ駆動装置の高コスト化に繋がるという問題があった。またＣＰＵのクロック周波数にもよるが、演算時間により制御遅れを生じ、動作が不安定になるという問題もあった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その目的は、ＣＰＵ等の高価な演算処理器を必要とせず、騒音や振動が少なく、高効率のモータ駆動装置を提供することにある。

本発明のモータ駆動装置は、直列接続された２つのスイッチング素子より成るアームを直流電源に出力相数組並列に接続してなる多相インバータと、
周波数及び振幅が可変の信号波を発生する信号波発生回路、信号波より周波数が高い搬送波信号を発生する搬送波発生回路および、前記信号波と搬送波との比較により得たＰＷＭ信号で前記スイッチング素子を駆動する駆動信号発生回路からなるスイッチング信号生成手段と、
前記直流電源の負側もしくは正側に接続されたスイッチング素子が全てオン状態のタイミングに同期してサンプリング信号を出力するサンプリング手段と、
前記サンプリング信号に同期して、前記多相インバータの出力端子から少なくとも１相の相電圧を取り込み、相電圧変化率信号を検出し、その相電圧変化率信号を相電流変化率信号として出力する相電流変化率検出手段と、
前記相電流変化率信号に対応して位相制御信号を生成する位相制御手段とを備える。
そして、前記信号波発生回路は、前記信号波の位相を前記位相制御信号に基づいて補正する。

本発明のモータ駆動装置によれば、ＰＷＭ駆動するインバータにおいて、モータの相電流情報を、センサーやシャント抵抗なしで、下側または上側のスイッチング素子のスイッチング状態のみで検出できる。これにより電流検出に不連続部がなく、全区間の検出が可能であり、電気角１２０°を越える通電や高周波のスイッチングにも適応できる。更に、この相電流情報を用いて相電流のゼロクロス近辺で相電流変化率をゼロにするように位相制御することにより、ブラシレスモータを位置センサーなしで正弦波駆動することができる。これによりＣＰＵによる演算を必要とせず、高効率で安価なモータ駆動装置が実現できる。

以下、本発明のモータ駆動装置を、好ましい実施の形態により、図面を参照して、詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１を示す回路図である。図１において、Ｑ１〜Ｑ６は、いずれも電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）であり、Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６は、それぞれ直列に接続され、それら３つの直列回路が、直流電源１に接続されている。ここでＱ１とＱ２の２つのＦＥＴの直列回路にてＵ相アームを構成し、Ｑ３とＱ４の２つのＦＥＴの直列回路にてＶ相アームを構成し、Ｑ５とＱ６の２つのＦＥＴの直列回路にてＷ相アームを構成している。また、Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５の３つのＦＥＴにて上側アームを、またＱ２，Ｑ４，Ｑ６の３つのＦＥＴにて下側アームを構成している。

ブラシレスモータ２は、その固定子にＵ相巻線ＬＵ、Ｖ相巻線ＬＶ、Ｗ相巻線ＬＷを有し、それらの一端は相互接続され、各巻線の他端については、Ｑ１とＱ２の接続点ＵがＵ相巻線に、Ｑ３とＱ４の接続点ＶがＶ相巻線に、Ｑ５とＱ６の接続点ＷがＷ相巻線に接続されている。また、それぞれのＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）には、フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が並列に接続されている。なおこのフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６は、各ＦＥＴの寄生ダイオードを使うことにより省略することが可能である。

信号波発生回路４、搬送波発生回路５、及び駆動信号発生回路３にてスイッチング信号生成手段１３を構成している。信号波発生回路４と搬送波発生回路５の出力信号が駆動信号発生回路３に入力され、所定のＰＷＭ信号が合成され、信号ＰＱ１〜ＰＱ６として、各ＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）のゲートに入力される。基準信号回路１０は、信号波発生回路４が生成する信号波の基準となる基準信号ＰＤを生成する。この基準信号ＰＤは、モータ２の回転数を指令する基準周波数を持っている。

サンプリング手段６は、入力された信号ＰＱ２，ＰＱ４，ＰＱ６からサンプリング信号ＰＡを作成して相電流変化率検出手段７に入力する。相電流変化率検出手段７には、このサンプリング信号ＰＡとＵ，Ｖ，Ｗ点の電圧が入力され、相電流変化率信号ＰＢＵ，ＰＢＶ，ＰＢＷを出力する。

図２にこの駆動信号発生回路３の具体的な回路図を示している。信号波発生回路４から３つの正弦波の信号ＰＳＵ，ＰＳＶ，ＰＳＷが、比較器３０１，３０２，３０３のそれぞれ非反転端子に入力され、反転入力部に入力される搬送波発生回路５から出力される三角波の信号ＰＨと比較される。これらの比較器の出力は、上側スイッチング素子の駆動信号ＰＱ１，ＰＱ３，ＰＱ５となる。同時にそれらの信号は、インバータ素子３０４，３０５，３０６にてそれぞれ反転され、下側スイッチング素子の駆動信号であるＰＱ２．ＰＱ４，ＰＱ６となる。

図３にサンプリング手段６の回路図を示している。図３において、下側ＦＥＴの駆動信号であるＰＱ２，ＰＱ４，ＰＱ６は、ＡＮＤ素子６０１に入力され、その論理積出力Ｐ６Ａは、ワンショットマルチバイブレータ６０３を用いた遅延要素で遅延させた後、インバータ素子６０４にて反転され信号Ｐ６Ｃとなる。これら信号Ｐ６ＡとＰ６ＣとがＡＮＤ素子６０２に入力され、論理積にてサンプリング信号ＰＡが得られ、相電流検出手段７に入力される。なおこのワンショットマルチバイブレータ６０３は、例えば、ＲＣによる遅延回路等、他の手段による遅延要素に置き換えることができる。

図４に相電流変化率検出手段７の回路図を示している。図４において、前述のサンプリング信号ＰＡが入力されると、アナログスイッチＡＳＵ２がオンになり、Ｕ点電圧がコンデンサーＣ１にサンプルホールドされ、そのサンプリング値が差動増幅器７０３の非反転端子に入力される。同時に、このサンプリング信号ＰＡは、遅延素子７０１を介してアナログスイッチＡＳＵ３に供給され、所定時間後のＵ点電圧がコンデンサーＣ２にサンプルホールドされ、そのサンプリング値が差動増幅器７０３の反転端子に入力される。従って、差動増幅器７０３の出力Ｐ７Ｃは、Ｕ点電圧の変化率信号となる。

そして、アナログスイッチＡＳＵ２の出力Ｐ７Ａは、比較器７０４の非反転端子にも入力され、ここでゼロ電圧と比較され、その出力Ｐ７Ｄは、ワンショットマルチバイブレータ７０２を介してアナログスイッチＡＳＵ１に供給される。

従ってアナログスイッチＡＳＵ１の出力ＰＢＵは、“Ｕ点電圧のゼロクロス時のＵ点電圧の変化率の信号”となる。後で示す［数１］の“Ｕ点電位＝ＩＵ×ＲＱ２”からわかるように、Ｕ点電圧とＵ相電流(ＩＵ)とは比例し、それ故、Ｕ点電圧の変化率とＵ相電流変化率とも比例することから、前記出力ＰＢＵは、“Ｕ相電流のゼロクロス時におけるＵ相電流変化率信号”となる。

この相電流変化率検出手段７にはＶ相用相電流変化率検出回路７０５、及びＷ相用相電流変化率検出回路７０６を有しており、それぞれＶ相電流のゼロクロス時におけるＶ相電流変化率信号ＰＢＶ、及びＷ相電流のゼロクロス時におけるＷ相電流変化率信号ＰＢＷが出力される。

次に図１〜図９を参照して、この実施の形態１の動作を詳細に説明する。図５は、信号波発生回路４と搬送波発生回路５の信号を受けて、駆動信号発生回路３がＰＷＭ信号を生成する状態を模式的に示している。信号波発生回路４は、その内部にＤ／Ａ変換回路を有し（図示しない）位相制御手段１４の出力信号ＰＦを基準として、１２０°位相差を持つ３つの正弦波状の信号波ＰＳＵ，ＰＳＶ，ＰＳＷを生成し、駆動信号発生回路３に入力する。（なおこの信号波ＰＳＵ，ＰＳＶ，ＰＳＷは、正弦波状信号に限定されるものではない。）

同様に、搬送波発生回路５は、前記信号波より高い周波数を有する三角波ＰＨを生成し、駆動信号発生回路３に入力する。駆動信号発生回路３は、信号波ＰＳＵと搬送波ＰＨとを比較し、信号ＰＱ１とその反転信号であるＰＱ２を出力し、同様に信号波ＰＳＶと搬送波ＰＨとを比較し、信号ＰＱ３とその反転信号であるＰＱ４を、信号波ＰＳＷと搬送波ＰＨとを比較し、信号ＰＱ５とその反転信号であるＰＱ６を出力する。このようにして、この駆動信号発生回路３の出力信号ＰＱ１〜ＰＱ６は、図５に示すパルス列となり、各ＦＥＴ（ＰＱ１〜ＰＱ６）のゲートに供給され、ＦＥＴのスイッチング駆動により、ブラシレスモータ２が所定の回転数およびトルクで駆動される。

周知の様にこの信号波の振幅を変えることにより、各パルス列のデューティが変わり、モータ２の発生トルクを変えることができる。なお上側ＦＥＴと下側ＦＥＴとが切り替わる時点では、短絡防止のため、数１０〜数１００ｎｓ程度の上下ＦＥＴオフ期間を設ける必要があるが、説明を簡略にするため、この短絡防止時間は省略している。

図６に示すタイムチャートは、図５におけるＴａ部の時間軸を拡大したものである。図６において、ＰＱ２，ＰＱ４，ＰＱ６は、下側ＦＥＴの駆動信号であり、Ｐ６Ａ，Ｐ６Ｂ，Ｐ６Ｃは前述のサンプリング手段６の各部信号、ＰＡは、サンプリング手段６の出力信号、Ｐ７Ａは図４におけるアナログスイッチＡＳＵ２の出力であり、Ｕ相の相電流信号である。またＰＢＵは相電流変化率検出手段７の出力である。

この図から明らかなように、サンプリング信号ＰＡは、入力信号ＰＱ２，ＰＱ４，ＰＱ６の論理積信号Ｐ６Ａより遅延時間Ｔｄ遅れて立ち上がるパルス信号となる。従ってサンプリング手段６は、下側ＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６）が全てオンになった後、時間Ｔｄ遅れて立ち上がり、下側ＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６）のどれかがオフになると立ち下がるパルス信号ＰＡを出力し、相電流変化率検出手段７に入力する。なおこの遅延時間Ｔｄを設けた目的は、上側ＦＥＴがオン状態から下側ＦＥＴがオンに切り替わった直後は、高周波スイッチングの影響等により下側ＦＥＴに流れる電流も不安定であり、この不安定領域を除外して電流検出を行なうためである。

ここで、図６に示すように、ＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ６）がオン、ＦＥＴ(Ｑ４)がオフ(つまり、Ｑ３がオン)になっている時刻Ｔ１について考察する。この場合、図７に示されるように、直流電源１よりＦＥＴ（Ｑ３）及びＶ点を通り、Ｖ相電流ＩＶがモータ２に流入している。一方モータ２よりＵ点とＦＥＴ（Ｑ２）を通るＵ相電流ＩＵ、及びＷ点とＦＥＴ（Ｑ６）を通るＷ相電流ＩＷが流れ出している。これら各電流の関係は、周知の通りＩＶ＝ＩＵ＋ＩＷの関係が成立する。

一方、サンプリング信号ＰＡの出力期における任意の時刻Ｔ２について考察する。この時刻Ｔ２においては、図８に示されるように、ＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６）がオンになっている。即ち下側ＦＥＴが全てオンの状態である。ＦＥＴ（Ｑ３）がオフになりＦＥＴ（Ｑ４）がオンになったことにより、Ｖ相電流ＩＶはＦＥＴ（Ｑ４）を逆方向に流れることになる。この時点においても前記と同様に、ＩＶ＝ＩＵ＋ＩＷの関係が成立するが、この場合、ＦＥＴ（Ｑ２）のオン抵抗をＲＱ２、ＦＥＴ（Ｑ４）のオン抵抗をＲＱ４，ＦＥＴ（Ｑ６）のオン抵抗をＲＱ６とすると、更に下記の関係が成立する。

［数１］
Ｕ点電位＝ＩＵ×ＲＱ２
Ｖ点電位＝−ＩＶ×ＲＱ４
Ｗ点電位＝ＩＷ×ＲＱ６

即ち、［数１］でわかるように、Ｕ点、Ｖ点、Ｗ点の電位を観測すれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を計測でき、また、相電圧変化率信号から相電流変化率信号を検出できる。前述したように、相電流変化率検出手段７は、サンプリング信号ＰＡに同期して、相電圧を取り込んで相電圧変化率信号を求め、そして、この信号を、相電圧のゼロクロス検出に同期して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流変化率信号ＰＢＵ，ＰＢＶ，ＰＢＷとして出力する。（図６ではＰＢＵのみ記す。）

図９は、モータ２の１相分であるＵ相の等価回路を示している。図９において、インバータの出力電圧ｅとモータの逆起電圧ωΦの差電圧が、モータ２のインダクタンスＬと抵抗Ｒの直列回路に印加されることになる。この回路に流れる電流をｉとすると、下記の関係が成立する。
［数２］
ｅ−ωΦ＝Ｒ×ｉ＋Ｌ×ｄｉ／ｄｔ
ここで下側ＦＥＴがすべてオンの時点では、インバータ出力ｅはゼロとなるので、下記の関係式となる。
［数３］
ωΦ＝−（Ｒ×ｉ＋Ｌ×ｄｉ／ｄｔ）
ここで、ｉ＝０ とすると、下記の関係式となる。
［数４］
ωΦ＝−Ｌ×ｄｉ／ｄｔ

従って、相電流のゼロクロス点(ｉ＝０)において、Ｕ相電流変化率の信号ＰＢＵがゼロ（ｄｉ／ｄｔ＝０）のタイミングを検出すれば、そのタイミングは、モータの逆起電圧がゼロ（ωΦ＝０）になるタイミングである。他のＶ相およびＷ相の電流変化率の信号ＰＢＶおよびＰＢＷについても同様である。これにより、高度な演算処理を行うことなく、モータの逆起電圧のゼロクロス（ωΦ＝０）を知ることができ、モータのＲやＬ等の機器定数及びモータ回転数に無関係にセンサレス駆動が実現できる。

（実施の形態２）
この実施の形態２では、相電流変化率検出手段７が出力するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流変化率信号ＰＢＵ，ＰＢＶ，ＰＢＷを用いて、モータ２を制御するための具体的な回路構成を述べる。

図１０において、位相制御手段１４は、位相判断回路８、位相調整回路９、基準信号回路１０、及び切替回路１１より構成されている。位相判断回路８は、相電流変化率検出手段７から入力された相電流変化率信号ＰＢＵ，ＰＢＶ，ＰＢＷの正負の判断を行ない、Ｈ／Ｌレベル及びゼロの３値の位相判断出力ＰＣを位相調整回路９に入力する。基準信号回路１０が出力する基準信号ＰＤは切替回路１１に供給される。

位相調整回路９は、位相判断回路８から入力される前記３値信号ＰＣを受けて、基準信号ＰＤに対して位相を調整したものを切替回路１１に信号ＰＥとして出力する。切替回路１１は、モータ２の起動初期には基準信号ＰＤを位相制御信号ＰＦとして上記信号波発生回路４に出力し、所定時間後に信号ＰＥに切り替えて位相制御信号ＰＦとして出力する。

図１０の回路の動作を図１１、図１２のタイムチャートに示している。この場合も下側ＦＥＴがすべてオンの時、即ち上記（２）式の関係を示したものである。相電流変化率検出手段７には、下側ＦＥＴがすべてオンになる度にサンプリング信号ＰＡ（図示しない）が入力され、相電流のゼロクロスに同期して、相電流変化率信号ＰＢＵ，ＰＢＶ，ＰＢＷを出力する（ＰＢＵのみ図示）。

ここで図１１は、Ｕ相の相電流ｉがモータの逆起電圧ωΦより遅れている場合を示している。同図において、電流のゼロクロス点Ｚ１では、相電流変化率が負の値となっているので、相電流変化率信号ＰＢＵは負のパルス信号を出力する。一方、基準信号回路１０は、サイクル毎に１パルスの基準信号ＰＤ（周期ｔ０）を出力する（ＰＤは図示しない）。位相判断回路８は、相電流変化率信号の正負の判断を行ない、Ｈ／Ｌレベル及びゼロにて３値の位相判断出力ＰＣを位相調整回路９に入力し、この場合はゼロを入力する。

この場合(ＰＢＵが負のパルス信号)、位相調整回路９から出力される信号ＰＥ(時系列的に出力される信号ＰＥを区別するために図１１ではＰＥ２とした)の出力タイミングをＰＥ２’で示した位置へ進ませ、その信号ＰＥ２が切替回路１１から、位相制御信号ＰＦとして信号波発生回路４に供給されることにより、この信号波発生回路４が出力する信号波ＰＳＵの立ち上がりはＰＥ２’の位置まで進められ、その信号波ＰＳＵの周期がｔ０からｔ１に短くされる。

次のタイミングで相電流変化率検出手段７からＶ相に対する相電流変化率信号ＰＢＶが出力され、更に次のタイミングでＷ相に対する相電流変化率信号ＰＢＷが出力される。これらの相電流変化率信号ＰＢＶ、ＰＢＷに対しても同様に、位相制御がなされ、信号波発生回路４よりの信号波ＰＳＶ、ＰＳＷの位相(周期)が調整される。

そして、電流のゼロクロス点Ｚ２でも同様に、相電流変化率信号ＰＢＵは負のパルス信号を出力したなら、位相調整回路９は、同様に、信号ＰＥ３の出力タイミングをＰＥ３’の位置へ進ませ、これにより、信号波発生回路４が出力する信号波ＰＳＵの立ち上がりがＰＥ３’の位置まで位相シフトされ、この場合もその信号波ＰＳＵの周期がｔ０からｔ１にされる。

この様にして順次電圧位相を進めることにより、たとえば、電流のゼロクロス点Ｚ３にて相電流変化率信号ＰＢＵが正および負のパルスを出力しなくなると、位相判断回路８からゼロの位相判断出力ＰＣが位相調整回路９に入力されることにより、位相調整回路９より出力される信号ＰＥ４の位相シフトはリセットされ(つまり信号ＰＥ４は基準信号ＰＤと同位相)、信号波ＰＳＵの周期はｔ０に復帰する。

このようにして、最終的に信号波ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷそれぞれが周期ｔ０に復帰することにより、モータ２は安定運転に入る。

次に、図１２は、相電流ｉがモータの逆起電圧ωΦより進んでいる場合を示している。同図において、電流のゼロクロス点Ｚ１１及びＺ１２では、相電流変化率が正の値となっているので、相電流変化率信号ＰＢＵは正のパルス信号を出力する。この結果、位相調整回路９は、基準信号ＰＥ１２，ＰＥ１３の出力タイミングをＰＥ１２’，ＰＥ１３’の位置まで遅らせ、信号波ＰＳＵの立ち上がりをＰＥ１２，ＰＥ１３の位置まで位相シフトすることにより、信号波ＰＳＵの周期はｔ０からｔ２に長くされる。その結果、ゼロクロス点Ｚ１３で、相電流変化率がゼロになると、相電流変化率信号ＰＢＵはパルス信号を出力しなくなり、位相シフトがリセットされることにより、信号波ＰＳＵの周期はｔ０に復帰し、同様に、ＰＳＶ、ＰＳＷも周期ｔ０に復帰することにより、モータ２は安定運転に入る。

信号波発生回路４は、この位相調整信号ＰＥを基準として、図示のような信号波ＰＳＵを生成する。なお図１２より明らかなように、電流のゼロクロス点Ｚ１２の直後に再度電流のゼロクロスが現れるが、この２回目のゼロクロスは無視し、相電流変化率信号ＰＢＵは発生しないようになっている。このようにして、位相調整回路９は相電流変化率信号ＰＢＵの正負より位相シフトを繰り返しながら電圧位相の制御を行ない、安定運転に入る。なお上述の周期ｔ１及びｔ２は、各周期ごとに固定としたが可変としてもよい。

また、切替回路１１は、位相調整信号ＰＥと基準信号ＰＤを切り換えて、信号波発生回路４へ信号ＰＦとして出力するためのものであり、起動直後には基準信号ＰＤを位相制御信号ＰＦとして信号波発生回路４に入力する。起動直後の低回転時にはモータの逆起電圧が小さく、上述の制御が困難なためである。

また、上記実施の形態では、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に対して相電流変化率を検出して、３つの相に対してそれぞれ位相調整したが、例えば、Ｕ相のみに対して相電流変化率信号ＰＢＵを検出し、この検出情報に基づき、信号波発生回路４が出力する３つの信号波ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷを位相調整するようにしてもよく、また、二つの相の相電流変化率信号の和を、残りの相の相電流変化率信号として採用してもよい。

以上説明した様に、電流変化率ｄｉ／ｄｔ＝０となるように電圧位相制御を行なうことで、モータのＲやＬ等の機器定数及びモータ回転数に無関係にセンサレス駆動が実現できる。

（実施の形態３）
次に図１３は、本発明の実施の形態３を示す回路図である。実施の形態２との相違点は、サンプリング手段への入力がＰＱ１，ＰＱ３，ＰＱ５となっている点である。この場合、上側ＦＥＴが全てオンになったタイミングにてサンプリング信号ＰＡが出力される。ここで直流電源１の電圧をＥとし、ＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗をＲＱ１、ＦＥＴ（Ｑ３）のオン抵抗をＲＱ３，ＦＥＴ（Ｑ５）のオン抵抗をＲＱ５とすると、Ｑ１がオンの時のＵ点電位は、
Ｕ点電位＝Ｅ−ＩＵ×ＲＱ１
となる。同様に、Ｑ２、Ｑ３がそれぞれオンの時のＶ点電位、Ｗ点電位は、
Ｖ点電位＝Ｅ−ＩＶ×ＲＱ３
Ｗ点電位＝Ｅ−ＩＷ×ＲＱ５
となる。

実施の形態２と同様に、サンプリング信号ＰＡが出力された時点で、相電流変化率検出手段７よりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流変化率信号として、ＰＢＵ，ＰＢＶ，ＰＢＷが出力され、位相制御手段１４により前述の方法により位相制御され、センサレス駆動が実現できる。その他の動作については、実施の形態２と同様であるので記載を省略する。

（実施の形態４）
図１４に、本発明の実施の形態４の相電流変化率検出手段７Ａを示しており、これは図４の相電流変化率検出手段７に替えて使用される。この相電流変化率検出手段７Ａは、図４の相電流変化率検出手段７に比べて、Ｕ相のゼロクロス信号Ｐ７Ｅを、Ｖ相用相電流変化率検出回路７０７及びＷ相用相電流変化率検出回路７０８のそれぞれのアナログスイッチＡＳＶ１，ＡＳＷ１にも入力する点で異なる。即ち、Ｕ相電流のゼロクロス時において、Ｖ相の相電流変化率信号ＰＢＶとＷ相の相電流変化率信号ＰＢＷが出力される。ここで周知の通り、各相の電流総和及び各相の電流変化率の総和はいずれもゼロであり、下記の関係式が成立する。
［数５］
ＰＢＵ＋ＰＢＶ＋ＰＢＷ＝０

ここでＶ相の相電流変化率信号ＰＢＶとＷ相の相電流変化率信号ＰＢＷが抵抗器を介して増幅器７１０に入力される。この増幅器７１０と抵抗器とで加算回路７０９を構成しており、その出力ＰＢＸは、信号ＰＢＶと信号ＰＢＷを加算して反転した信号となり、上記［数５］から明らかなように、ＰＢＵと等価になる。従って、位相制御手段１４への入力を、信号ＰＢＵの代わりにＰＢＸを入力すれば、前述の実施の形態１と同等の結果を得ることができる。

相電圧変化率のゼロクロス近辺(時刻ｔとする)では、その変化率の傾斜が緩やかになっており、そのため、差動増幅器７０３などからなる微分回路にて、ゼロクロス点での正確な電圧変化率を求めるのが困難になる。しかし、この実施の形態４のごとく、他の二つの相(前記時刻ｔでは相電圧変化率が緩やかではない)の相電圧変化率の和から求める方法であれば、より正確な検出が可能となる。以降の動作は実施の形態２と同様であるので、説明を省略する。

（実施の形態５）
図１５に、本発明の実施の形態５の相電流変化率検出手段７Ｂを示しており、これは図４の相電流変化率検出手段７に替えて使用される。Ｖ相におけるＡＳＵ２'、Ｃ１'およびＰ７Ａ'、また、Ｗ相におけるＡＳＵ２”、Ｃ１”およびＰ７Ａ”は、それぞれＵ相におけるＡＳＵ２、Ｃ１およびＰ７Ａに対応する。そして、Ｐ７Ａ'およびＰ７Ａ”の信号は、それぞれ抵抗を通じて増幅器７０６に入力され、その加算出力はコンパレータ７０４の非反転入力部に入力される。このコンパレータ７０４およびそれ以降の回路構成およびそれらの機能は、図４のものと同じである。

図４においては、Ｕ相の相電圧のゼロクロスをコンパレータ７０４で検出していたが、そのＵ相電圧がゼロクロス付近で傾斜が緩やかであると、検出するゼロクロスに誤差が発生しやすい。そこで、図１５の相電流変化率検出手段７Ｂでは、Ｕ相電圧のゼロクロス検出に替えて、Ｖ相およびＷ相の相電圧の和がゼロになった時(この時はＵ相電圧も０)を、コンパレータ７０４で検出している。このようにＶ相およびＷ相の相電圧の情報に基づき、Ｕ相で検出した相電流変化率信号ＰＢＵを出力するため、Ｕ相電圧のゼロクロスを計画に検出でき、それ故、正確な相電流変化率信号が得られる。

（実施の形態６）
図１６に、本発明の実施の形態６の相電流変化率検出手段７Ｃを示しており、これは図４の相電流変化率検出手段７に替えて使用される。図４に示した相電流変化率検出手段７との相違点は、差動増幅器７０３の代わりに微分回路７１１を用いた点である。Ｕ相の相電流信号Ｐ７Ａは、微分回路７１１を通すことによって、相電流変化率信号に変換され、Ｕ相の相電流変化率信号としてＰＢＵに出力される。その他の構成は、実施の形態２と同様であるので説明を省略する。

本発明は、以上の実施の形態で述べた３相インバータに限定されるものではなく、２相インバータ等多相インバータ全てに適用できる。またスイッチング素子は、電界効果型トランジスタに限定されるものでなく、その他のスイッチング素子にも適用できる。

本発明の実施の形態１を示すモータ駆動装置の回路構成図 図１のモータ駆動装置の部分回路図（駆動信号発生回路） 図１のモータ駆動装置の部分回路図（サンプリング手段） 図１のモータ駆動装置の部分回路図（相電流変化率検出手段） 図１のモータ駆動装置のタイミングチャート 図６の詳細タイミングチャート 図１のモータ駆動装置の説明用部分回路図 図１のモータ駆動装置の説明用部分回路図 本発明の実施の形態１を示すモータ駆動装置の１相の等価回路説明図 本発明の実施の形態２を示すモータ駆動装置の回路構成図 図１０のモータ駆動装置の詳細タイミングチャート 図１０のモータ駆動装置の詳細タイミングチャート 本発明の実施の形態３を示すモータ駆動装置の回路構成図 本発明の実施の形態４を示すモータ駆動装置の部分回路図（相電流変化率検出手段の他の形態） 本発明の実施の形態５を示すモータ駆動装置の部分回路図（相電流変化率検出手段の他の形態） 本発明の実施の形態６を示すモータ駆動装置の部分回路図（相電流変化率検出手段の他の形態） 従来のモータ駆動装置を示す回路構成図

符号の説明

１ 直流電源
２ ブラシレスモ−タ
３ 駆動信号発生回路
４ 信号波発生回路
５ 搬送波発生回路
６ サンプリング手段
７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ 相電流変化率検出手段
８ 位相判断回路
９ 位相調整回路
１０ 基準信号回路
１１ 切替回路
１３ スイッチング信号生成手段
１４ 位相制御手段
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
ＰＡ サンプリング信号
ＰＢＵ，ＰＢＶ，ＰＢＷ 相電流変化率信号

Claims (13)

1. 直列接続された２つのスイッチング素子より成るアームを直流電源に出力相数組並列に接続してなる多相インバータと、
   周波数及び振幅が可変の信号波を発生する信号波発生回路、信号波より周波数が高い搬送波信号を発生する搬送波発生回路および、前記信号波と搬送波との比較により得たＰＷＭ信号で前記スイッチング素子を駆動する駆動信号発生回路からなるスイッチング信号生成手段と、
   前記直流電源の負側に接続されたスイッチング素子が全てオン状態のタイミングに同期してサンプリング信号を出力するサンプリング手段と、
   前記サンプリング信号に同期して、前記多相インバータの出力端子から少なくとも１相の相電圧を取り込み、相電圧変化率信号を検出し、その相電圧変化率信号を相電流変化率信号として出力する相電流変化率検出手段と、
   前記相電流変化率信号に対応して位相制御信号を生成する位相制御手段とを有し、
   前記信号波発生回路は、信号波の位相を前記位相制御信号に基づいて補正することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 直列接続された２つのスイッチング素子より成るアームを直流電源に出力相数組並列に接続してなる多相インバータと、
   周波数及び振幅が可変の信号波を発生する信号波発生回路、信号波より周波数が高い搬送波信号を発生する搬送波発生回路および、前記信号波と搬送波との比較により得たＰＷＭ信号で前記スイッチング素子を駆動する駆動信号発生回路からなるスイッチング信号生成手段と、
   前記直流電源の正側に接続されたスイッチング素子が全てオン状態のタイミングに同期してサンプリング信号を出力するサンプリング手段と、
   前記サンプリング信号に同期して、前記多相インバータの出力端子から少なくとも１相の相電圧を取り込み、相電圧変化率信号を検出し、その相電圧変化率信号を相電流変化率信号として出力する相電流変化率検出手段と、
   前記相電流変化率信号に対応して位相制御信号を生成する位相制御手段とを有し、
   前記信号波発生回路は、信号波の位相を前記位相制御信号に基づいて補正することを特徴とするモータ駆動装置。
3. 前記サンプリング手段は、遅延手段を備え、その遅延手段を介して前記サンプリング信号を出力する請求項１もしくは２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記相電流変化率検出手段は、タイミングの異なる二つの相電圧の差異から相電圧変化率信号を作成することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のモータ駆動装置。
5. 前記相電流変化率検出手段は、検出した相電圧から微分回路を用いて相電圧変化率信号を作成することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のモータ駆動装置。
6. 前記相電流変化率検出手段は、前記相電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路を有し、ゼロクロス検出に同期して、前記相電流変化率信号を出力することを特徴とする請求項４もしくは５に記載のモータ駆動装置。
7. 前記相電流変化率検出手段は、各相の相電圧変化率信号を生成し、更に第１の相に対する相電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路を有し、前記ゼロクロス検出に同期して、第２、第３の相の相電圧変化率信号の和を、前記第１の相に対する相電流変化率信号として出力することを特徴とする請求項１もしくは２に記載のモータ駆動装置。
8. 前記ゼロクロス検出回路は、前記相電圧信号を基準レベルと比較してゼロクロス信号を出力することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のモータ駆動装置。
9. 前記ゼロクロス検出回路は、前記第２、第３の相の相電圧信号の和がゼロとなったタイミングを、前記第１の相に対するゼロクロスの検出タイミングとすることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のモータ駆動装置。
10. 前記位相制御手段は、前記相電流変化率検出手段が出力する少なくとも１相分の相電流変化率信号にて前記位相制御信号を出力することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載のモータ駆動装置。
11. 前記位相制御手段は、前記相電流変化率検出手段が出力する２相分の相電流変化率信号の和にて位相制御信号を出力することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載のモータ駆動装置。
12. 前記位相制御手段は、更に基準信号回路を有し、基準信号回路の出力周波数が所定値より低い時は、基準信号回路の出力信号を前記位相制御信号とすることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載のモータ駆動装置。
13. 直列接続された２つのスイッチング素子より成るアームを直流電源に出力相数組並列に接続してなる多相インバータと、
    周波数及び振幅が可変の信号波を発生する信号波発生回路、信号波より周波数が高い搬送波信号を発生する搬送波発生回路および、前記信号波と搬送波との比較により得たＰＷＭ信号で前記スイッチング素子を駆動する駆動信号発生回路からなるスイッチング信号生成手段と、
    前記直流電源の負側もしくは正側に接続されたスイッチング素子が全てオン状態のタイミングに同期してサンプリング信号を出力するサンプリング手段と、
    前記サンプリング信号に同期して、前記多相インバータの出力端子から少なくとも１相の相電圧を取り込み、相電圧変化率信号を検出し、その相電圧変化率信号を相電流変化率信号として出力する相電流変化率検出手段とを備え、
    前記相電流のゼロクロス時に、前記相電流変化率信号をモータの逆起電圧信号として出力することを特徴とするモータ駆動装置。
    

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