JP2009089600A - 多相回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】多相回転機を流れる相電流のゼロクロスタイミングと相電流の変化量のゼロクロスタイミングとを一致させる制御を行うべく多相回転機に対する指令電圧を操作するに際し、力行制御時及び回生制御時の双方において指令電圧を適切に設定することが困難なこと。
【解決手段】相電流のゼロクロスタイミング（Φ（Ｉ＝０））と相電流の変化量のゼロクロスタイミング（Φ（ｄＩ／ｄｔ＝０）とを一致させるべく、指令電圧の位相φを操作する。ここで、力行制御時（ステップＳ９８）と、回生制御時（ステップＳ１００）とで、指令電圧の位相φを設定するためのゲインの極性を逆とする。
【選択図】 図４１

Description

本発明は、多相回転機に接続される電力変換回路のスイッチング素子を操作することで前記多相回転機の回転を制御する多相回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相モータの全相が短絡されるときにおける各相を流れる電流(相電流)がゼロとなるタイミングと、その相電流の変化がゼロとなるタイミングとを一致させる制御を行うことも提案されている。ここでは、全相が短絡されるときには相電流がゼロとなるタイミングにおける誘起電圧が相電流の変化量によって定まる点に着目している。このため、上記制御によれば、各相の誘起電圧のゼロクロスタイミングと電流のゼロクロスタイミングとを一致させることができる。このため、３相モータの回転角度を検出する専用のセンサを備えることなく、３相モータを適切に制御することができる。

なお、多相回転機の制御装置としては、他にも例えば下記特許文献２に見られるものもある。

特開２００５−１０２３５０号公報 特許第３５９８９０９号公報

ところで、力行制御時と回生制御時とで指令電圧を同様に操作したのでは、指令電圧を、相電流がゼロとなるタイミングと相電流の変化がゼロとなるタイミングとを一致させるうえで適切なものとすることができない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相回転機に接続される電力変換回路のスイッチング素子を操作することで前記多相回転機の回転を制御するに際し、力行制御時及び回生制御時の双方において指令電圧を適切に設定することのできる多相回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、多相回転機の全相が短絡されているとき、任意の相電流のゼロクロスタイミングを検出する電流ゼロクロス検出手段と、前記全相が短絡されているときの前記相電流の変化量のゼロクロスタイミングを検出する変化ゼロクロス検出手段と、前記電流ゼロクロス検出手段及び前記変化ゼロクロス検出手段の検出値に基づき、前記多相回転機に印加する電圧の指令値を設定する指令電圧設定手段と、前記指令値に基づき前記多相回転機と接続される電力変換回路のスイッチング素子を操作する操作手段と、前記多相回転機の力行制御時及び回生制御時のいずれであるかを判断する判断手段とを備え、前記指令電圧設定手段は、前記指令値の設定に際して、前記判断手段の判断結果を加味することを特徴とする。

相電流がゼロとなるゼロクロスタイミングにおいては、当該相の誘起電圧を、相電流の変化量によって表現することができる。このため、相電流がゼロとなるゼロクロスタイミングにおける相電流のゼロクロスタイミングと相電流の変化のゼロクロスタイミングとには、相電流とその相の誘起電圧との関係情報が含まれることとなる。上記発明では、この点に着目し、上記関係情報を用いて電圧の指令値を設定することで、多相回転機の回転を制御することができる。

ただし、力行制御時と回生制御時とでは電流の極性が逆となることなどに起因して、電流の位相を調節するうえで適切な電圧が互いに相違する。上記発明では、この点に鑑み、指令電圧の設定に際して力行制御時であるか回生制御時であるかの判断結果を加味することで、力行制御時及び回生制御時の双方において指令電圧を適切に設定することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記指令電圧設定手段は、前記ゼロクロスタイミング間の差を目標値に制御すべく前記指令値の振幅、位相差、及び電気角速度の少なくとも１つを可変設定するものであって且つ、前記多相回転機の力行制御時と回生制御時とで、前記差と前記目標値との乖離が同一である場合の前記少なくとも１つの操作方向を互いに逆とするものであることを特徴とする。

力行制御時と回生制御時とでは、誘起電圧と相電流との位相関係が互いに逆となるために、上記差を目標値に制御するための指令電圧の振幅や位相差、電気角速度の操作方向が互いに逆となる。上記発明では、この点に着目することで、指令電圧を適切に設定することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記指令電圧設定手段は、前記変化量のゼロクロスタイミングに対する前記相電流のゼロクロスタイミングの差を前記目標値に制御すべく前記指令値の位相を可変設定するものであって且つ、前記力行制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記位相を進ませる側に設定し、前記回生制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記位相を遅らせる側に設定することを特徴とする。

上記発明では、上記変化量のゼロクロスタイミングに対する相電流のゼロクロスタイミングの差を目標値に適切に追従させるように指令電圧を操作することができる。

請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記指令電圧設定手段は、前記変化量のゼロクロスタイミングに対する前記相電流のゼロクロスタイミングの差を前記目標値に制御すべく前記指令値の振幅を可変設定するものであって且つ、前記力行制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記振幅を増大させ、前記回生制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記振幅を低減させることを特徴とする。

上記発明では、上記変化量のゼロクロスタイミングに対する相電流のゼロクロスタイミングの差を目標値に適切に追従させるように指令電圧を操作することができる。

請求項５記載の発明は、請求項２〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記指令電圧設定手段は、前記変化量のゼロクロスタイミングに対する前記相電流のゼロクロスタイミングの差を前記目標値に制御すべく前記指令値の電気角速度を可変設定するものであって且つ、前記力行制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記電気角速度を増大させ、前記回生制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記電気角速度を低減させることを特徴とする。

上記発明では、上記変化量のゼロクロスタイミングに対する相電流のゼロクロスタイミングの差を目標値に適切に追従させるように指令電圧を操作することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記多相回転機は、３相回転機であり、前記判断手段は、前記任意の相以外の２相の電流差である線間電流の極性と前記変化量の変化極性とに基づき前記判断を行うことを特徴とする。

３相回転機の任意の２相の線間電流と残りの１相の相電流との関係は、力行制御時と回生制御時とで変化しない。しかし、上記変化量の変化極性と線間電流の極性との関係は、力行制御時と回生制御時とで互いに逆となる。このため、この関係を、力行制御と回生制御とを区別するために利用することができる。上記発明では、この点に鑑み、力行制御と回生制御とを的確に区別することができる。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記判断手段は、前記変化量のゼロクロスタイミング時における前記線間電流の極性及び前記変化極性に基づき前記判断を行うことを特徴とする。

上記発明では、上記変化量の変化極性と線間電流の極性との関係が力行制御時と回生制御時とで互いに逆となることに鑑み、力行制御と回生制御とを的確に区別することができる。

第１の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる制御装置の処理内容を示すブロック図。 同実施形態にかかる２相変調処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるＰＷＭ処理態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるＰＷＭ処理態様を示すタイムチャート。 電圧ベクトルを説明する図。 本実施形態にかかる電動機の制御態様を示すタイムチャート。 本実施形態にかかる電動機の制御態様を示すタイムチャート。 電圧ベクトルＶ０期間におけるＵ相の等価回路を示す回路図。 上記実施形態にかかる線間電流及びその変化量の極性を検出する処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる線間電流及びその変化量の位相差の定義手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる２相変調処理のメリットを示すタイムチャート。 同実施形態にかかる線間電流を用いるメリットを示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかる制御装置の処理内容を示すブロック図。 奇数電圧ベクトル時の等価回路を示す回路図。 第５の実施形態にかかる線間電流及びその変化量の検出手法を示すタイムチャート。 同実施形態のメリットを示すタイムチャート。 変調率とゼロ電圧ベクトル等のパルス幅との関係を示す図。 第６の実施形態にかかる実施形態の切り替え対象となる２つの処理の特徴を示すタイムチャート。 第７の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態の動機を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す流れ図。 第８の実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す流れ図。 第９の実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 第１０の実施形態にかかる制御装置の処理内容を示すブロック図。 同実施形態の利用する電流位相と振幅との関係を示す図。 第１１の実施形態にかかる線間電流及びその変化量の極性の検出処理の手順を示す流れ図。 上記第１の実施形態の問題点を説明するための図。 第１２の実施形態にかかる力行制御及び回生制御の識別手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる制御装置の処理内容を示すブロック図。 同実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる力行制御の態様を示す図。 同実施形態にかかる回生制御の態様を示す図。 第１３の実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 第１４の実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 第１５の実施形態にかかる力行制御及び回生制御の識別手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる相電流及びその変化量の極性を検出する処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 第１６の実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 第１７の実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。 上記各実施形態の変形例における電動機の制御システムの全体構成を示す図。 上記各実施形態の変形例における電動機の制御システムの全体構成を示す図。 上記各実施形態の変形例における電動機の制御システムの全体構成を示す図。 上記各実施形態の変形例における電動機の制御システムの全体構成を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる多相回転機の制御装置を車載エアコンディショナの備える３相電動機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、上記電動機及びその制御システムの全体構成を示す。

図示される電動機１０は、埋め込み磁石式同期電動機であり、車載エアコンディショナのブロアモータである。電動機１０の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１２が接続されている。このインバータ１２は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれとバッテリ１４の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との並列接続体を備えている。更に、インバータ１２は、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に並列に接続されたフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。そして、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２を直列接続する接続点が電動機１０のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４を直列接続する接続点が電動機１０のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ６を直列接続する接続点が電動機１０のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、本実施形態では、ＭＯＳトランジスタによって構成されている。

インバータ１２の各１組のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との両端には、平滑コンデンサ１６及び電圧計１８が接続されている。

インバータ１２のうちバッテリ１４の負極端子側とスイッチング素子ＳＷ２との間には、スイッチング素子ＳＷ２に直列に、同スイッチング素子ＳＷ２やダイオードＤ２を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｕが接続されている。また、バッテリ１４の負極端子側とスイッチング素子ＳＷ４との間には、スイッチング素子ＳＷ４に直列に、同スイッチング素子ＳＷ４やダイオードＤ４を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｖが接続されている。更に、バッテリ１４の負極端子側とスイッチング素子ＳＷ６との間には、スイッチング素子ＳＷ６に直列に、同スイッチング素子ＳＷ６やダイオードＤ６を流れる電流を感知するシャント抵抗Ｒｗが接続されている。

一方、制御装置２０は、上記シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの出力（シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗによる電圧降下量）を取り込む。そして、制御装置２０は、上記電動機１０の３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路２２を介してスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作する。

図２に、上記制御装置２０の行う処理のうち、特にスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作信号の生成に関する処理を示す。

振幅設定部３０は、電動機１０に対する速度の指令値（速度指令値ωｄ）に基づき、各相の指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の振幅Ｖｍを設定する。ここでは、速度指令値ωｄにゲインＫωを乗算することで、振幅Ｖｍを設定すればよい。

指令電圧設定部３２は、振幅設定部３０によって定められた振幅Ｖｍ、速度指令値ωｄ、及び後に詳述する位相設定部３４によって設定される位相φに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１を設定する。

デューティ信号生成部３６では、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１をバッテリ１４の電圧ＶＢの「１／２」で除算することで、バッテリ１４の電圧ＶＢの「１／２」で規格化されたデューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１を生成する。

２相変調部３８では、デューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１の各相間の差を保ちつつこれらのうちの最小となるものをバッテリ１４の負極電位と一致させる２相変調を行う。図３に、２相変調部３８の行う処理の手順を示す。この一連の処理では、ステップＳ１０において、デューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のオフセット補正量Δを算出する。オフセット補正量Δは、デューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１の最小値に対するバッテリ１４の負極側端子の電位の差である。換言すれば、デューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１に対する「−１」の差である。そして、ステップＳ１２では、デューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１にオフセット量Δを加算することで、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを算出する。

続くステップＳ１４では、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのうちその絶対値が１よりも大きいものがあるか否かを判断する。この処理は、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗにガード処理が必要か否かを判断するものである。そしてステップＳ１４において肯定判断されるときには、ステップＳ１６において、絶対値が「１」を超えたものについて、その絶対値を「１」に制限するガード処理を行う。なお、ステップＳ１６の処理が完了するときや、上記ステップＳ１４において否定判断されるときには、この一連の処理を一旦終了する。こうして算出されるデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが、最終的な指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃを、バッテリ１４の電圧ＶＢの「１／２」で規格化した信号である。

先の図２に示すＰＷＭ信号生成部４０では、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリア信号との大小関係に基づき、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。特に本実施形態では、図４に示すように、上記指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１やデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの算出を、キャリアの周期に同期して行う。図４（ａ）に、本実施形態にかかるキャリアを示し、図４（ｂ）に、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの算出タイミングを示す。図示されるように、本実施形態にかかるキャリアは、上昇速度及び下降速度が互いに等しい２等辺三角形状の信号である。そして、キャリアが下限値となる都度、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが算出される。

図５に、ＰＷＭ信号生成部４０による操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの生成態様を示す。詳しくは、図５（ａ）にキャリアを拡大したものを示し、また、図５（ｂ）にＵ相の操作信号ｇｕｎの推移を示し、図５（ｃ）に、Ｖ相の操作信号ｇｖｎの推移を示し、図５（ｄ）に、Ｗ相の操作信号ｇｗｎの推移を示す。図示されるように、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗは、キャリアが下限値から次の下限値となるまでの１周期に渡って変化しない。このため、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリアの大小関係は、キャリアが上限値となるタイミングに対して線対称となる。したがって、操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎもキャリアが上限値となるタイミングに対して線対称となる。

スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作態様は、図６に示す８個の電圧ベクトルによって表される。ここで、電圧ベクトルＶ０は、下側アームのスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６の全てがオン状態であることを表現する。また、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５は、１相のみ上段のスイッチング素子がオン状態であることを表現する。また、偶数電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６は、１相のみ下段のスイッチング素子がオン状態であることを表現する。そして、電圧ベクトルＶ７は、上側アームのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５の全てがオン状態である状態を表現する。

先の図２に示した位相設定部３４では、電動機１０を流れる電流を最小としつつその生成するトルクを最大とする最大トルク制御を行うように位相φを操作する。これは、図７に示すように、電動機１０の磁石に対して９０度進んだ位相に電流を流すことで実現することができる。この場合、図７（ａ）及び図７（ｂ）に示すように、各相の誘起電圧の位相と相電流の位相とが一致する。また、図７（ｃ）及び図７（ｄ）に示すように、線間（ＵＶ相間、ＶＷ相間、及びＷＵ相間）の誘起電圧の位相と線間電流の位相とも一致する。

したがって、最大トルク制御をするためには、図８に示すように、線間誘起電圧の位相に対して線間電流の位相が遅れた場合には線間電流の位相を進め、線間誘起電圧の位相に対して線間電流の位相が進んだ場合には、線間電流の位相を遅らせればよいこととなる。

上記制御を行うべく、本実施形態では、電圧ベクトルＶ０において、線間電流がゼロとなるゼロクロスタイミングと、線間電流の変化量がゼロとなるゼロクロスタイミングとを一致させる。以下、これについて説明する。

電圧ベクトルＶ０の期間においては、各１相の等価回路は、図９にＵ相について例示するように、電動機１０の抵抗成分Ｒ、インダクタンス成分Ｌ及び誘起電圧ｅＵ生成源の直列回路となる。このため、下記の式(ｃ１)で定義される。

Ｒ×Ｉｕ＋Ｌ（ｄＩｕ／ｄｔ）＋ｅＵ＝０ …（ｃ１）
同様に、Ｖ相については、下記の式(ｃ２)が成り立つ。

Ｒ×Ｉｖ＋Ｌ（ｄＩｖ／ｄｔ）＋ｅＶ＝０ …（ｃ２）
上記（ｃ１）から（ｃ２）を減算すると、
Ｒ×（Ｉｕ−Ｉｖ）＋Ｌ（ｄＩｕ／ｄｔ−ｄＩｖ／ｄｔ）＋（ｅＵ−ｅＶ）＝０
すなわち
Ｒ×Ｉｕｖ＋Ｌ×（ｄＩｕｖ／ｄｔ）＋ｅＵＶ＝０ …（ｃ３）
上記の式（ｃ３）において、線間電流Ｉｕｖがゼロとなるときには、下記の式が成立する。

ｅＵＶ＝−Ｌ×（ｄＩｕｖ／ｄｔ） …（ｃ４）
上記の式（ｃ４）によれば、線間電流がゼロとなるときの線間誘起電圧ｅＵＶを、線間電流の変化量によって表現することができる。特に、線間電流がゼロとなるときの線間誘起電圧ｅＵＶをゼロとするためには、線間電流がゼロとなるときに線間電流の変化量もゼロとなるようにすればよい。

そこで本実施形態では、先の図２に示すように、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗによる電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗに基づき、線間電流の極性を検出する極性検出部４２と、線間電流の変化量の極性を検出する変化極性検出部４４とを備えている。そして、極性検出部４２によって検出される極性の反転タイミングとしての線間電流のゼロクロスタイミングと、変化極性検出部４４によって検出される極性の反転タイミングとしての線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとに基づき、位相設定部３４により、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の位相が設定される。図１０に、極性検出部４２及び変化極性検出部４４の行う処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの最大値に基づき、電圧ベクトルＶ０の終了タイミングＴｆを算出する。すなわち、電圧ベクトルＶ０の期間は、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの最大値がキャリアよりも小さくなる期間であるため、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの最大値に基づき、電圧ベクトルＶ０の期間を知ることができる。このため、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの最大値に基づき、電圧ベクトルＶ０の終了タイミングＴｆを算出する。

続くステップＳ２２においては、電圧ベクトルＶ０期間が開始したか否かを判断する。この処理は、操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの論理値に基づき行うことができる。そして、電圧ベクトルＶ０期間の開始時期であると判断されるときには、ステップＳ２４において、該当する２相の線間電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕ（線間電流Ｉ（ｎ−１））を算出する。ここで、「該当する２相」は、電気角度で「６０°」毎に切り替えられるものであり、これら各「６０°」の領域には、ゼロクロスタイミングが１つずつ含まれる。このため、該当する２相は、当該領域内にゼロクロスタイミングが含まれると想定される２相とする。

線間電流Ｉ（ｎ−１）の検出が完了すると、終了タイミングＴｆよりも所定時間αだけ短い規定時間となるまで待機する（ステップＳ２６：ＮＯ）。そして、規定時間となると、上記ステップＳ２４と同一の２相の線間電流Ｉ（ｎ）を検出する。続くステップＳ３０では、線間電流の極性を算出する。ここでは、ステップＳ２４によって検出される線間電流Ｉ（ｎ−１）とステップＳ２８によって検出される線間電流Ｉ（ｎ）との和の符号（極性）を、線間電流の極性とする。更に、ステップＳ３２においては、線間電流の変化量の極性を算出する。ここでは、ステップＳ２４によって検出される線間電流Ｉ（ｎ−１）に対するステップＳ３０によって検出される線間電流Ｉ（ｎ）の差の符号（極性）によって、線間電流の変化の極性を算出する。

なお、ステップＳ３２の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。

図１１に、上記位相設定部３４の行う処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、線間電流の極性の反転タイミングを算出する。この処理は、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）を算出するものである。続くステップＳ４２においては、線間電流の変化極性の反転タイミングを算出する。この処理は、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）を算出するものである。そして、ステップＳ４４においては、ステップＳ４２において算出されたゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）に対するステップＳ４０において算出されたゼロクロスタイミングΦ（Ｉ−０）の時間差ΔΦに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の位相φを算出する。また、時間差ΔΦは、線間電流の位相と、線間電流の変化量の極性を反転させたものとの同一位相のゼロクロスタイミング間の時間差とする。これは、図１２に示す理由による。

図１２（ａ）に、線間の誘起電圧の推移を示し、図１２（ｂ）に、線間電流の推移を示し、図１２（ｃ）に、電圧ベクトルＶ０期間における線間電流の変化量の推移を示す。図示されるように、電圧ベクトルＶ０期間における線間電流の変化量は、線間の誘起電圧と位相が逆転している。これは、上記の式（ｃ４）の結果である。このため、誘起電圧と線間電流との位相を一致させるためには、線間電流の位相と線間電流の変化量の極性を反転させたものの位相とを一致させる必要がある。なお、図１２（ｂ）では、電圧ベクトルＶ０期間の線間電流の挙動を模式的に太線にて表記した。

先の図１１のステップＳ４４においては、時間差ΔΦの比例積分演算に基づき位相φを算出する。ここでは、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）が、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）よりも遅れているときには、位相φを進角させる。これに対し、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）が、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）に対して進んでいるときには、位相φを遅角させる。

なお、ステップＳ４４の処理が完了すると、この一連の処理を一旦終了する。

上記処理により、最大トルク制御を行うことができる。特に、本実施形態では、２相変調処理を施して且つ、線間電流のゼロクロスタイミングを用いることで、ゼロクロスタイミング近傍における電圧ベクトルＶ０の期間を伸張させることができる。このため、線間電流の変化を高精度に算出することが可能となっている。すなわち、図１３（ａ１）に示すように２相変調を行って実際に電動機１０に印加する電圧を指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに変換することで、図１３（ｂ１）に示すように、電圧ベクトルＶ０の期間が、図１３（ａ２）及び図１３（ｂ２）に示す場合と比較して伸張する。そして、これにより、図１４に示すように、電圧ベクトルＶ０の長さを確保しつつ、電気角の１回転周期内にゼロクロスタイミングを６回検出することが可能となる。ここで、図１４（ａ１）は、電圧ベクトルの推移例を示し、図１４（ｂ１）は、線間電流の推移を示し、図１４（ｃ１）は、電圧ベクトルＶ０のパルス幅を示し、図１４（ｄ１）は、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃの推移を示す。線間電圧や線間電流は、相電圧の位相に対して「３０°」ずれるために、ゼロクロスタイミング近傍において電圧ベクトルＶ０のパルス幅が最大となる。このため、線間電流やその変化量の極性を検出する十分な時間を確保することができる。

これに対し、図１４（ａ２）〜図１４（ｄ２）に、相電流を用いてゼロクロスタイミングを検出する場合を示す。この場合、ゼロクロスタイミング近傍において電圧ベクトルＶ０のパルス幅が略ゼロとなる。このため、相電流やその変化量の極性を適切に検出することができない。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）線間電流及びその変化量のゼロクロスタイミングに基づきインバータ１２のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作した。これにより、高変調率時であっても線間電流や線間電流の変化量の検出可能期間を十分に確保することができるため、変調率にかかわらずその制御性を高く維持することができる。

（２）線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとの時間差をゼロにフィードバック制御した。これにより、最小の電流で最大のトルクを生成するトルク最大化制御を行うことができる。

（３）線間電流の変化量の符号を反転したものの位相と、線間電流の位相とを一致させた。これにより、線間の誘起電圧の位相と線間電流の位相とを一致させることができる。

（４）線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとの時間差ΔΦに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１、Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の位相φを可変設定した。これにより、線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとを好適に一致させることができる。

（５）指令電圧Ｖｕｃ１、Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１に２相変調処理を施した。これにより、電圧ベクトルＶ０期間を伸張させることができ、ひいては線間電流の変化量のゼロクロスタイミングを高精度に検出することができる。また、２相変調処理を施すことで、指令電圧Ｖｕｃ１、Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の振幅Ｖｍの上限値を、２相変調処理を施さない場合と比較して拡大することができるため、電圧利用率を向上させることができる。

（６）インバータ１２の下側アームの各相及びインバータ１２の負極側入力端子間に接続されるシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗによる電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗに基づき、線間電流やその変化量を検出した。これにより、簡素なハードウェア構成により、線間電流やその変化量を検出することができる。

（７）電圧ベクトルＶ０期間内に線間電流やその変化量を検出した。これにより、下側アームの各相及びインバータ１２の負極側入力端子間に接続されるシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗによる電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗに基づき、電気角の１回転周期内にゼロクロスタイミングを６回検出することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）と線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）との時間差ΔΦに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の電気角速度ωを可変設定する。図１５に、本実施形態にかかる電気角速度ωの設定手法を示す。この処理は、制御装置２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１５において、先の図１１に示した処理と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ４２の処理が完了するときには、ステップＳ４４ａに移行する。ステップＳ４４ａにおいては、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の電気角速度ωを設定する。ここでは、上記時間差ΔΦの比例積分演算によって、電気角速度ωを設定すればよい。なお、これにより、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）が線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）よりも遅れている場合には、電気角速度ωを増大させ、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）が線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）よりも進んでいる場合には、電気角速度ωを減少させる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（５）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとの時間差ΔΦに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１、Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の電気角速度ωを可変設定した。これにより、線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとを好適に一致させることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）と線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）との時間差ΔΦに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の振幅Ｖｍを可変設定する。図１６に、本実施形態にかかる電気角速度ωの設定手法を示す。この処理は、制御装置２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１６において、先の図１１に示した処理と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ４２の処理が完了するときには、ステップＳ４４ｂに移行する。ステップＳ４４ｂにおいては、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の振幅値Ｖｍを設定する。ここでは、上記時間差ΔΦの比例積分演算によって、振幅Ｖｍを設定すればよい。なお、これにより、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）が線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）よりも遅れている場合には、振幅Ｖｍを増大させ、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）が線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）よりも進んでいる場合には、振幅Ｖｍを減少させる。

なお、ステップＳ４４ｂの処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（５）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（９）線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとの時間差ΔΦに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１、Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の振幅Ｖｍを可変設定した。これにより、線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとを好適に一致させることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかる制御装置２０の行う処理のうち、特にスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作信号の生成に関する処理を示す。なお、図１７において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、回転速度算出部５０を備えている。回転速度算出部５０では、変化極性検出部４４によって検出される線間電流の変化の極性の反転周期に基づき、電動機１０の電気角速度ωを算出する。そして、速度偏差算出部５２では、算出される電気角速度ωに対する指令値ωｄの差Δωを算出し、振幅設定部３０に出力する。振幅設定部３０では、差Δωに基づき、振幅Ｖｍを算出する。ここでは、差Δωの比例積分演算に基づき振幅Ｖｍを算出すればよい。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１０）線間電流の変化量のゼロクロスタイミング間の時間間隔に基づき電動機１０の電気角速度ωを算出し、電気角速度ωを指令値ωｄにフィードバック制御した。これにより、電気角速度ωを指令値ωｄに適切に制御することができる。

(１１)電気角速度ωとその指令値ωｄとの差Δωに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の振幅Ｖｍを可変設定することで、上記フィードバック制御を簡易且つ適切に行うことができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電圧ベクトルＶ０を挟む奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５期間において、線間電流及びその変化量を検出する。この場合、電動機１０の２相が短絡された状態となっている。図１８に、電圧ベクトルＶ１期間における電動機１０等の等価回路を示す。図示されるように、この場合、短絡されているＶＷ相間には、バッテリ１４の電圧ＶＢの影響はなく、電圧源としては、誘起電圧ｅＶ，ｅＷのみである。このときのこれらＶＷ相間の関係は、下記の式（ｃ５）で定義される。

Ｒ×（Ｉｖ−Ｉｗ）＋Ｌ（ｄＩｖ／ｄｔ−ｄＩｗ／ｄｔ）＋（ｅＶ−ｅＷ）＝０
すなわち、
Ｒ×Ｉｖｗ＋Ｌ（ｄＩｖｗ／ｄｔ）＋ｅＶＷ＝０ …（ｄ５）
この式は、上記の式（ｃ３）と同一である。このため、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５期間において線間電流やその変化量を検出することによっても、上記第１の実施形態と同様の制御を行うことができる。

図１９に、本実施形態にかかる線間電流の変化量等の検出処理態様を例示する。図１９（ａ）〜図１９（ｅ）は、図１９の左側に示した図における破線で囲ったタイミングにおける線間電流等の検出態様を示している。詳しくは、図１９（ａ）に、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを示し、図１９（ｂ）に、操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの推移を示し、図１９（ｃ）に、電圧ベクトルの推移を示し、図１９（ｄ）に、誘起電圧を示し、図１９（ｅ）に、各相の電流の推移を示す。

図示されるように、本実施形態では、電圧ベクトルＶ０を挟む両側の奇数電圧ベクトル期間において、電流値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４を検出することで、電圧ベクトルＶ０期間内に検出する場合と比較して、これら電流値Ｉ１，Ｉ２及び電流値Ｉ３，Ｉ４の検出タイミング間の間隔を伸張させることができる。

図２０（ａ１）〜図２０（ｄ１）に、奇数パルス幅の推移を示す。なお、図２０（ａ１）〜図２０（ｄ１）は、先の図１４（ａ１）〜図１４（ｄ１）と対応している。また、比較のために、図２０（ａ２）〜図２０（ｄ２）に、先の図１４（ａ１）〜図１４（ｄ１）を示す。図示されるように、本実施形態では、線間電流やその変化量の検出期間の間隔を先の第１の実施形態と比較して長くすることができる。

ただし、この場合には、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのうちの２相が負で交わるタイミングにおける線間電流のゼロクロスタイミングについては検出することができるものの、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのうちの２相が正で交わるタイミングにおける線間電流のゼロクロスタイミングについてはこれを検出することができない。このため、力率が「１」となる制御時には、ゼロクロスタイミングを３回しか検出することができない。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１２）電動機１０の全相が短絡されているときを挟んだ両側の任意の２相が短絡されているときに線間電流やその変化量を検出した。これにより、電圧ベクトルＶ０期間に線間電流やその変化量を検出する場合と比較して、検出が可能な期間を長くすることができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、線間電流やその変化量の検出期間として、電圧ベクトルＶ０期間を用いるか、その両側の奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５期間を用いるかを、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの値（２相変調後の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃの振幅）に応じて切り替える。これは、図２１に示すように、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの値（変調率）が大きくなるほど、電圧ベクトルＶ０期間が短くなるためである。一方、上述したように、奇数電圧ベクトル期間におけるゼロクロスタイミングの検出可能頻度は、電圧ベクトルＶ０のそれと比較して半減する。このため、変調率が所定以上であるときに限って、奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５期間において、電流を検出する。ちなみに、図２２は、電気角度毎の電圧ベクトル期間（パルス幅）の関係を示す。図示されるように、パルス幅は電気角度毎に異なる。このため、図２１では、ゼロクロスタイミングにおけるパルス幅を示した。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１３）線間電流やその変化量の検出を行うタイミングを電圧ベクトルＶ０期間及び奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５期間のいずれとするかを、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの値に応じて切り替えた。これにより、振幅の大小にかかわらず、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングの検出精度を高く維持することができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２３に、本実施形態にかかる電動機１０の制御システムの全体構成を示す。なお、図２３において、先の図１と対応する部材については便宜上同一の符号を付している。本実施形態では、インバータ１２の負極側入力端子及びスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６間のシャント抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎ，Ｒｗｎのみならず、インバータ１２の正極側入力端子及びスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５間のシャント抵抗Ｒｕｐ，Ｒｖｐ、Ｒｗｐを備える。そして、線間電流やその変化量の検出を、シャント抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎ，Ｒｗｎで行うか、シャント抵抗Ｒｕｐ，Ｒｖｐ、Ｒｗｐで行うかを切り替える。これは以下の理由による。

図２４に、電圧ベクトルＶ０及びその両側の奇数電圧ベクトルの合計の期間（パルス幅）と、偶数電圧ベクトル期間（パルス幅）との関係を示す。図示されるように、電圧ベクトルＶ０及びその両側の奇数電圧ベクトルの合計の期間は、電圧ベクトルＶ０の期間と比較して長いとはいえ、「６０°」周期で、偶数電圧ベクトル期間との長短が逆転する。このため、線間電流及びその変化量の検出可能な期間を極力長くすべく、本実施形態では、線間電流やその変化量の検出を、シャント抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎ，Ｒｗｎの電圧降下量ｒｕｎ，ｒｖｎ，ｒｗｎに基づき行うか、シャント抵抗Ｒｕｐ，Ｒｖｐ、Ｒｗｐの電圧降下量ｒｕｐ，ｒｖｐ，ｒｗｐに基づき行うかを電気角の変化に伴って切り替える。

図２５に、上記切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのうち、最大の値を有するものと中間の値を有するものとの差が、中間の値を有するものと最小の値を有するものとの差よりも大きいか否かを判断する。この処理は、奇数電圧ベクトル期間と偶数電圧ベクトル期間とのいずれが長いかを判断するためのものである。そして、最大の値を有するものと中間の値を有するものとの差の方が大きいと判断されるときには、奇数電圧ベクトル期間の方が長いと考えられることから、ステップＳ５２において、シャント抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎ，Ｒｗｎの電圧降下量ｒｕｎ，ｒｖｎ，ｒｗｎに基づき電圧ベクトルＶ０及びその両側の奇数電圧ベクトルの合計期間にて線間電流及びその変化を検出する。これに対し、ステップＳ５０において否定判断されるときには、偶数電圧ベクトル期間の方が長いと判断されることから、ステップＳ５４において、シャント抵抗Ｒｕｐ，Ｒｖｐ、Ｒｗｐの電圧降下量ｒｕｐ，ｒｖｐ，ｒｗｐに基づき偶数電圧ベクトル期間にて線間電流及びその変化を検出する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１４）線間電流やその変化量の検出を、シャント抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎ，Ｒｗｎの電圧降下量ｒｕｎ，ｒｖｎ，ｒｗｎに基づき行うか、シャント抵抗Ｒｕｐ，Ｒｖｐ、Ｒｗｐの電圧降下量ｒｕｐ，ｒｖｐ，ｒｗｐに基づき行うかを電気角の変化に伴って切り替えた。これにより、線間電流やその変化量の検出可能期間として適切な期間を確保することができる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、線間電流やその変化量の検出を、シャント抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎ，Ｒｗｎの電圧降下量ｒｕｎ，ｒｖｎ，ｒｗｎに基づき行うか、シャント抵抗Ｒｕｐ，Ｒｖｐ、Ｒｗｐの電圧降下量ｒｕｐ，ｒｖｐ，ｒｗｐに基づき行うかに応じて、２相変調処理も変更する。図２６に、本実施形態にかかる２相変調処理態様等の切り替えに関する処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ６０において、デューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のうち、最大の値を有するものと中間の値を有するものとの差が、中間の値を有するものと最小の値を有するものとの差よりも大きいか否かを判断する。この処理は、奇数電圧ベクトル期間と偶数電圧ベクトル期間とのいずれが長いかを判断するためのものである。そして、最大の値を有するものと中間の値を有するものとの差の方が長いと判断されるときには、奇数電圧ベクトル期間の方が長いと考えられることから、ステップＳ６２に移行する。ステップＳ６２では、先の図３に示した処理同様、バッテリ１４の負極側電位へのシフトによる２相変調処理を行う。続くステップＳ６４においては、先の図２５のステップＳ５２と同様、電圧ベクトルＶ０及びその両側の奇数ベクトルの合計期間にて線間電流及びその変化を検出する。

これに対し、ステップＳ６０において否定判断されるときには、偶数電圧ベクトル期間の方が長いと考えられるため、ステップＳ６６に移行する。ステップＳ６６においては、バッテリ１４の正極側電位へのシフトによる２相変調処理を行う。すなわち、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の各２相間の差を保ちつつ、その最大となるものをインバータ１２の正極側入力端子電位に引き上げるように補正を行う。そして、ステップＳ６８においては、電圧ベクトルＶ７及びその両側の偶数ベクトルの合計期間にて線間電流及びその変化を検出する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第７の実施形態の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１５）線間電流やその変化量の検出を、シャント抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎ，Ｒｗｎの電圧降下量ｒｕｎ，ｒｖｎ，ｒｗｎに基づき行うか、シャント抵抗Ｒｕｐ，Ｒｖｐ、Ｒｗｐの電圧降下量ｒｕｐ，ｒｖｐ，ｒｗｐに基づき行うかに応じて、２相変調処理も変更した。これにより、電圧ベクトルＶ０及びその両側の奇数ベクトルの合計期間を用いて線間電流やその変化量を検出するときには同期間を伸張させることができ、また、電圧ベクトルＶ７及びその両側の偶数ベクトルの合計期間を用いて線間電流やその変化量を検出するときには、同期間を伸張させることができる。

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、最大トルク制御に代えて、最大効率制御を行う。図２７に、本実施形態において、先の図２に示した位相設定部３４の行う処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図２７において、先の図１１に示した処理と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ４２の処理が完了すると、ステップＳ７０に移行する。ステップＳ７０においては、線間電流の変化極性の反転周期に基づき、電動機１０の電気角速度ωを算出する。続くステップＳ７２においては、電気角速度ωに基づき、目標時間差ΔΦｔを算出する。この処理は、最大効率制御にとって適切な位相差を時間間隔として設定するものである。すなわち、線間電流のゼロクロスタイミングΦ（Ｉ＝０）及び線間電流の変化量のゼロクロスタイミングΦ（ｄＩ／ｄｔ＝０）との時間差ΔΦは、同一の位相差であっても電気角速度ωに応じて異なる時間間隔となる。このため、目標時間差ΔΦｔを、電気角速度ωに応じて設定する。続くステップＳ７４では、時間差ΔΦに対する目標時間差ΔΦｔの差に基づき、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の位相φを算出する。ここでは、時間差ΔΦに対する目標時間差ΔΦｔの比例積分演算に基づき、位相φを算出する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１６）算出される電気角速度ωに基づき時間差ΔΦの目標値（目標時間差ΔΦｔ）を設定した。これにより、目標時間差ΔΦｔを適切に定義することができる。

（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２８に、制御装置２０の行う処理のうち、特にスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作信号の生成に関する処理を示す。なお、図２８において、先の図２と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗに応じて、電動機１０を流れる電流のベクトルの長さを算出する電流ベクトルノルム算出部６０を備えている。これは、例えば電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗのうちの２つから、α軸上の電流及びβ軸上の電流を算出し、これら各軸上の電流成分の生成するベクトルの長さを算出することで行うことができる。算出される電流ベクトルノルムＮＩは、ハイパスフィルタ６２にてフィルタ処理される。ハイパスフィルタ６２は、電動機１０の電気角速度よりも高周波の信号のみを透過させるものである。ここでは、速度指令値ωｄに応じて、透過周波数を可変設定することができるものであることがより望ましい。ハイパスフィルタ６２の出力は、補正量算出部６４に取り込まれる。補正量算出部６４では、ハイパスフィルタ６２の出力、すなわち、電動機１０を流れる電流の振幅の変化の高周波成分に応じて、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の位相φの補正量Δφを算出する。そして、位相補正部６６では、位相設定部３４の設定する位相φを補正量Δφで補正する。

これにより、ゼロクロスタイミング間の期間においても位相φを制御することができるようになる。すなわち、図２９に示すように、電流の位相に応じて電流の振幅が変化するため、ハイパスフィルタ６２の出力には、電動機１０の位相の急激な変化に関する情報が混入している。このため、これに基づき位相φを補正することで、電動機１０を流れる電流の位相が急激に変化した場合でも、これを抑制することができる。

なお、位相設定部３４による位相φの変更がなされるときに、補正量Δφによってその補正が相殺されることのないように、ハイパスフィルタ６２の透過周波数は、十分に高い値に設定する。これにより、位相設定部３４による位相の変更による電流の振幅の変化がハイパスフィルタ６２を完全に透過することはないため、位相設定部３４による位相の設定と、補正量Δφとの干渉を好適に抑制することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１７）電流の振幅の変化量についての電動機１０の電気角速度よりも高周波成分に基づき、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の位相φを補正した。これにより、電流の振幅の変化に応じて位相の変化を把握することができ、ひいてはゼロクロスタイミング間の期間においても、電動機１０の位相を制御することができる。

（第１１の実施形態）
以下、第１１の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図３０に、本実施形態にかかる極性検出部４２及び変化極性検出部４４の行う処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図３０において、先の図１０に示した処理と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ２４において、電圧ベクトルＶ０開始時の該当する２相の線間電流Ｉ（ｎ−１）が検出されると、ステップＳ８０において、該当する２相の線間電流Ｉの時間積分演算を行う。また、ステップＳ８２においては、上記ステップＳ２４において検出された線間電流Ｉ（ｎ−１）の時間積分演算を行う。これらステップＳ８０、Ｓ８２の処理は、電圧ベクトルＶ０の終了タイミングＴｆ近傍まで行われる（ステップＳ２６）。そして、ステップＳ２６において、電圧ベクトルＶ０の終了タイミングＴｆから所定時間αだけ前の規定時間であると判断されると、ステップＳ３０ａにおいて、上記ステップＳ３０ａにおいて検出された線間電流Ｉ（ｎ−１）の符号として、線間電流の極性を算出する。続くステップＳ３２ａでは、上記規定時間内での線間電流Ｉ（ｎ−１）の時間積分値に対する線間電流の時間積分値の差の符号として、線間電流の変化量の極性を算出する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１８）線間電流の所定の時間間隔における積分値ＩｎｔＩ１に対する上記時間間隔の始点における線間電流Ｉ（ｎ−１）と時間間隔との積の差分に基づき、線間電流の変化量の極性を検出した。これにより、線間電流の変化量の極性の検出に際し、線間電流に混入するノイズの影響を好適に抑制することができる。

（第１２の実施形態）
以下、第１２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電動機１０を、車載冷却ファンの３相回転機に適用する。この場合、車両の走行速度が増加して冷却ファンに作用する気流の速度が増加するなどすると、冷却ファンが機械的な外力によって回転される現象が生じる。この場合、電動機１０は、バッテリ１４からの電気的なエネルギの供給によって電動機として機能する代わりに、外部からの力学的なエネルギを電気エネルギに変換する発電機として機能する。そして、この場合には、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングと線間電流のゼロクロスタイミングとのずれを低減すべく上記第１の実施形態に示した態様にて位相φを操作したのでは、これらゼロクロスタイミング同士を一致させることができない。以下、これについて、図３１を用いて説明する。

図３１に、力行制御時と回生制御時との誘起電圧、線間電流等の推移を示す。ここで、線間電流については、ゼロベクトル期間における挙動を実線で、それ以外の期間における挙動を破線で示している。

図示されるように、力行制御時と回生制御時とでは、誘起電圧と線間電流との関係が互いに相違する。換言すれば、力行制御時と回生制御時とでは、線間電流の変化量と線間電流との関係が互いに相違する。このため、線間電流のゼロクロスタイミングと、変化量のゼロクロスタイミングとを一致させる最大トルク制御を実行すべく先の第１の実施形態に例示した位相φの操作を行ったのでは、電動機１０が外力によって回転される回生制御時にはゼロクロスタイミングを一致させることができない。

詳しくは、図中、下方に示すように、力行制御時においては、ｄｑ軸上の誘起電圧ベクトルに対して電流ベクトルの位相が進んでいる場合、電圧ベクトルの位相を遅らせる操作をすることで、誘起電圧ベクトルと電流ベクトルとを一致させることができる。これに対し、回生制御時には、ｄｑ軸上の誘起電圧ベクトルに対して電流ベクトルの位相が進んでいる場合、電圧ベクトルの位相を進める操作をすることで、誘起電圧ベクトルと電流ベクトルとを一致させることができる。このため、力行制御時と回生制御時とで同一の操作をしたのでは、これら双方の制御において最大トルク制御を行うことはできない。

そこで本実施形態では、力行制御時と回生制御時とのいずれの制御時であるかを判断し、これらに応じて指令電圧の操作態様を可変とする。ここでは、まず、本実施形態にかかる力行制御時と回生制御時との識別手法について、図３２を用いて説明する。

図示されるように、力行制御時には、線間誘起電圧（ここではＵＶ相の線間誘起電圧を例示）の立ち下がりのゼロクロスタイミングにおいて、残りの１相（ここではＷ相を例示）の相電流の極性が負となっている。これに対し、回生制御時には、線間誘起電圧の立ち下がりのゼロクロスタイミングにおいて、残りの１相の相電流の極性が正となっている。このように、線間誘起電圧のゼロクロスタイミングにおける残りの１相の相電流の極性は、力行制御時と回生制御時とで互いに逆となるため、これに基づき力行制御時であるか回生制御時であるかを識別することができる。ここで、本実施形態においては、電動機１０の回転速度が所定以上となる領域、換言すれば誘起電圧が顕著となる領域にて電動機１０を駆動することを想定している。このため、上記の式（ｃ３）の関係において、線間電流の項が誘起電圧と比較して無視できるため、変化量のゼロクロスタイミング近傍におけるその極性は、誘起電圧のゼロクロスタイミング近傍における極性と逆となると考えられる。このため、変化量の立ち上がりのゼロクロスタイミングや立ち下がりのゼロクロスタイミングにおける相電流の極性に基づき、力行制御時であるか回生制御時であるかを識別することができる。

図３３に、本実施形態にかかるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作信号の生成に関する処理を示す。なお、図３３において、先の図２に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを入力として、上記相電流の極性に基づき力行制御時であるか回生制御時であるかを判断する駆動状態検出部７０を備えている。そして、位相設定部３４では、駆動状態検出部７０の判断結果に基づき、位相φを設定する。図３４に、本実施形態にかかる位相φの設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ９０において、線間電流の変化量の極性反転タイミングであるか否かを判断する。この処理は、相電流の極性に基づき力行制御時であるか回生制御時であるかを判断するためのものである。そして、反転タイミングであると判断されるときには、ステップＳ９２において、変化量が負から正に反転したか否かを判断する。この処理は、線間誘起電圧の極性が正から負に反転したか否かを判断するものである。すなわち、上述したように本実施形態では電動機１０を所定以上の回転速度で駆動する関係上、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングと線間誘起電圧のゼロクロスタイミングとは互いに近似して且つ、これらの前後における極性は互いに逆となると考えられる。このため、線間電流の変化量のゼロクロスタイミング前後の極性に基づき、線間誘起電圧が正から負に反転する立ち下がりのゼロクロスタイミングであるか否かを判断することができる。

続くステップＳ９４においては、残りの１相の相電流が負であるか否かを判断する。この処理は、力行制御時であるか否かを判断するためのものである。一方、ステップＳ９２において否定判断される場合、残りの１相の相電流が正であるか否かを判断する。この処理も、力行制御時であるか否かを判断するためのものである。すなわち、ステップＳ９２において否定判断される場合、誘起電圧の立ち上がりゼロクロスタイミング時近傍であることから、力行制御時には残りの１相の相電流が正となる。

そして、ステップＳ９４、Ｓ９６において肯定判断される場合、ステップＳ９８において、力行制御時であると判断する。一方、ステップＳ９４、Ｓ９６において否定判断される場合、ステップＳ１００において、回生制御時であると判断する。そして、回生制御時であると判断される場合、ステップＳ１０２において、指令電圧の位相φを設定するためのゲインＫｐ，Ｋｉの符号を力行制御時のものに対して反転させる。そして、このステップＳ１０２の処理や、ステップＳ９８の処理が完了する場合には、ステップＳ１０４において、位相φを設定する。

なお、ステップＳ９０において否定判断される場合や、ステップＳ１０４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図３５に、力行制御時における上記処理の態様を示す。図示されるように、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが遅れている場合には、指令電圧の位相φを進角操作する。これに対し、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが進んでいる場合には、指令電圧の位相φを遅角操作する。

一方、図３６に、回生制御時における上記処理の態様を示す。図示されるように、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが進んでいる場合には、指令電圧の位相φを進角操作する。これに対し、線間電流の変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが遅れている場合には、指令電圧の位相φを遅角操作する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１９）指令電圧の設定に際して、電動機１０の力行制御時及び回生制御時のいずれであるかの判断結果を加味した。これにより、力行制御時及び回生制御時の双方において指令電圧を適切に設定することができる。

（２０）力行制御時には、変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが遅れ側にずれるほど指令電圧の位相φを進ませる側に設定し、回生制御時には、変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが遅れ側にずれるほど指令電圧の位相φを遅らせる側に設定した。また、力行制御時には、変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが進み側にずれるほど指令電圧の位相φを遅れさせる側に設定し、回生制御時には、変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが進み側にずれるほど指令電圧の位相φを進める側に設定した。これにより、指令電圧を適切に操作することができる。

（２１）変化量の変化極性（誘起電圧の立ち上がり、立ち下がり）と残りの相の相電流の極性とに基づき、力行制御時であるか回生制御時であるかを判断した。これにより、力行制御と回生制御とを的確に区別することができる。

（２２）変化量のゼロクロスタイミング時におけるその変化極性及び相電流の極性に基づき、力行制御時であるか回生制御時であるかを判断した。これにより、力行制御と回生制御とをより的確に区別することができる。

（第１３の実施形態）
以下、第１３の実施形態について、先の第１２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図３７に、本実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図３７において、先の図３４に示した処理と同様の処理については、便宜上同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１００において回生制御時であると判断される場合、ステップＳ１０２ａにおいて、角速度ωの設定用のゲインＫｐ，Ｋｉの符号を、力行制御時のものに対して反転させる。そして、ステップＳ１０２ａの処理やステップＳ９８の処理が完了する場合には、ステップＳ１０４ａにおいて、角速度ωを設定する。

これにより、変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが遅れ側にずれるほど、力行制御時には指令電圧の角速度ωが増大され、回生制御時には指令電圧の角速度ωが低減されることとなる。また、変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが進み側にずれるほど、力行制御時には指令電圧の角速度ωが低減され、回生制御時には指令電圧の角速度ωが増大されることとなる。これにより、指令電圧を適切に操作することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第２の実施形態や第１２の実施形態の効果に準じた効果が得られるようになる。

（第１４の実施形態）
以下、第１４の実施形態について、先の第１２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図３８に、本実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図３８において、先の図３４に示した処理と同様の処理については、便宜上同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１００において回生制御時であると判断される場合、ステップＳ１０２ｂにおいて、振幅Ｖｍの設定用のゲインＫｐ，Ｋｉの符号を、力行制御時のものに対して反転させる。そして、ステップＳ１０２ｂの処理やステップＳ９８の処理が完了する場合には、ステップＳ１０４ｂにおいて、振幅Ｖｍを設定する。

これにより、変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが遅れ側にずれるほど、力行制御時には指令電圧の振幅Ｖｍが増大され、回生制御時には指令電圧の振幅Ｖｍが低減されることとなる。また、変化量のゼロクロスタイミングに対して線間電流のゼロクロスタイミングが進み側にずれるほど、力行制御時には指令電圧の振幅Ｖｍが低減され、回生制御時には指令電圧の振幅Ｖｍが増大されることとなる。これにより、指令電圧を適切に操作することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第３の実施形態や第１２の実施形態の効果に準じた効果が得られるようになる。

（第１５の実施形態）
以下、第１５の実施形態について、先の第１２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、上記特許文献１に記載されているように、相電流のゼロクロスタイミングと相電流の変化量のゼロクロスタイミングとを一致させることで、最大トルク制御を行う。換言すれば、相電流のゼロクロスタイミングと相誘起電圧のゼロクロスタイミングとを一致させることで、最大トルク制御を行う。ただし、この場合であっても、力行制御時と回生制御時とで、相電流のゼロクロスタイミングと相電流の変化量のゼロクロスタイミングとがずれているときの指令電圧の操作を一致させる場合には、最大トルク制御を適切に行うことができない。このため、力行制御時であるか回生制御時であるかに応じて、指令電圧の操作態様を可変とする。

図３９に、本実施形態にかかる力行制御時と回生制御時との識別手法を示す。図示されるように、力行制御時には、相誘起電圧（ここでは、Ｕ相を例示）の立ち下がりのゼロクロスタイミング時において、残りの２相の線間電流の極性は正となっている。これに対し、回生制御時には、相誘起電圧（ここでは、Ｕ相を例示）の立ち下がりのゼロクロスタイミング時において、残りの２相の線間電流の極性は負となっている。このため、上記第１２の実施形態と同様の理由から、相電流の変化量のゼロクロスタイミング時における同変化量の変化極性と、残りの２相の線間電流の極性とに基づき、力行制御時であるか回生制御時であるかを判断することができる。以下では、この判断に基づく指令電圧の設定にかかる処理について説明する。

ここではまず、図４０に基づき、相電流及びその変化量の極性の検出処理の手順について説明する。なお、図４０において、先の図１０に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付し、その説明を割愛する。

この一連の処理では、ステップＳ２２において電圧ベクトルＶ０期間の開始時期であると判断される場合、ステップＳ２４ｂにおいて、該当する相の相電流Ｉ（ｎ−１）を検出する。ここで、「該当する相」とは、電気角度で「６０°」毎に切り替えられるものであり、これら各「６０°」の領域には、ゼロクロスタイミングが１つずつ含まれる。このため、該当する相は、当該領域内にゼロクロスタイミングが含まれると想定される相とする。

一方、ステップＳ２６において肯定判断される場合、ステップＳ２８ｂにおいて、ステップＳ２４ｂにおける該当する相と同一の相について、相電流Ｉ（ｎ）を検出する。そして、ステップＳ３０ｂ、Ｓ３２ｂにおいては、それぞれ先の図１０に示したステップＳ３０、Ｓ３２の処理と同様の処理によって、相電流の極性及び相電流の変化量の極性を算出する。

図４１に、本実施形態にかかる位相φの設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図４１において、先の図３４に示した処理と同様の処理については、便宜上同一の符号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ９０ａにおいて、相電流の変化量の極性反転タイミングであるか否かを判断する。この処理は、相誘起電圧の極性反転タイミングを判断するものである。そして、反転タイミングであると判断されると、先の図３４のステップＳ９２の処理と同様の処理を行う。そして、ステップＳ９２において肯定判断される場合には、ステップＳ９４ａにおいて残りの２相の線間電流が正であるか否かを判断する。一方、ステップＳ９２において否定判断される場合には、ステップＳ９６ａにおいて、残りの２相の線間電流が負であるか否かを判断する。これらステップＳ９４ａ、Ｓ９６ａの処理は、いずれも力行制御時であるか否かを判断するものである。

こうした処理によれば、相電流の変化量のゼロクロスタイミングに対して相電流のゼロクロスタイミングが遅れ側にずれるほど、力行制御時には位相φが進み側に設定され、回生制御時には位相φが遅れ側に設定されることとなる。また、相電流の変化量のゼロクロスタイミングに対して相電流のゼロクロスタイミングが進み側にずれるほど、力行制御時には位相φが遅れ側に設定され、回生制御時には位相φが進み側に設定されることとなる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１２の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第１６の実施形態）
以下、第１６の実施形態について、先の第１５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図４２に、本実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図４２において、先の図４２及び図３７に示した処理と同様の処理については、便宜上同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１００において回生制御時であると判断される場合、ステップＳ１０２ａにおいて、角速度ωの設定用のゲインＫｐ，Ｋｉの符号を、力行制御時のものに対して反転させる。そして、ステップＳ１０２ａの処理やステップＳ９８の処理が完了する場合には、ステップＳ１０４ａにおいて、角速度ωを設定する。

これにより、変化量のゼロクロスタイミングに対して相電流のゼロクロスタイミングが遅れ側にずれるほど、力行制御時には指令電圧の角速度ωが増大され、回生制御時には指令電圧の角速度ωが低減されることとなる。また、変化量のゼロクロスタイミングに対して相電流のゼロクロスタイミングが進み側にずれるほど、力行制御時には指令電圧の角速度ωが低減され、回生制御時には指令電圧の角速度ωが増大されることとなる。これにより、指令電圧を適切に操作することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１３の実施形態の効果に準じた効果が得られるようになる。

（第１７の実施形態）
以下、第１７の実施形態について、先の第１４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図４３に、本実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図４３において、先の図３８、図４１に示した処理と同様の処理については、便宜上同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１００において回生制御時であると判断される場合、ステップＳ１０２ｂにおいて、振幅Ｖｍの設定用のゲインＫｐ，Ｋｉの符号を、力行制御時のものに対して反転させる。そして、ステップＳ１０２ｂの処理やステップＳ９８の処理が完了する場合には、ステップＳ１０４ｂにおいて、振幅Ｖｍを設定する。

これにより、変化量のゼロクロスタイミングに対して相電流のゼロクロスタイミングが遅れ側にずれるほど、力行制御時は指令電圧の振幅Ｖｍが増大され、回生制御時には指令電圧の振幅Ｖｍが低減されることとなる。また、変化量のゼロクロスタイミングに対して相電流のゼロクロスタイミングが進み側にずれるほど、力行制御時には指令電圧の振幅Ｖｍが低減され、回生制御時には指令電圧の振幅Ｖｍが増大されることとなる。これにより、指令電圧を適切に操作することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１４の実施形態の効果に準じた効果が得られるようになる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・第５の実施形態の第１の実施形態に対する変更点によって、第２〜第４の実施形態や第７〜第１１の実施形態を変更してもよい。

・第２の実施形態の第１の実施形態に対する変更点によって、第３〜第４の実施形態や第６〜第１１の実施形態を変更してもよい。

・第４の実施形態の第１の実施形態に対する変更点によって、第６〜第１１の実施形態を変更してもよい。

・第１１の実施形態において、積分区間の始点における線間電流Ｉ（ｎ−１）を用いる代わりに、積分区間の終点における線間電流Ｉ（ｎ）を用いてもよい。

・第４の実施形態において、回転速度をフィードバック制御すべく、振幅Ｖｍを設定したが、これに限らず、例えば指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の電気角速度ωを可変設定してもよい。また、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１を補正する構成としてもよい。

・第６の実施形態においては、電圧ベクトルＶ０及び奇数電圧ベクトルのいずれを用いるかを決定するパラメータとして指令電圧を用いたが、これに限らない。例えば電気角度に応じて切り替えを行ってもよい。

・線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１、Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１のいずれか１つのみを可変設定するものに限らず、任意の２つ又は全てを可変設定してもよい。

・上記実施形態では、第２〜第４、第９の実施形態等におけるフィードバック制御として、比例積分制御を用いたが、これに限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。

・第１〜第１０の実施形態において、線間電流の極性を、いずれか１点での相電流同士の差の符号として検出してもよい。

・少なくとも２相が短絡される期間を延長するように指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１を変更する手段としては、上記２相変調を行う手段に限らない。例えば電圧ベクトルＶ０期間となったら、電流の変化量の検出を高精度に行うことのできる最小時間の間、強制的に電圧ベクトルＶ０期間を保持するものであってもよい。

・線間電流の変化量の検出手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らず、例えばアナログの微分回路を用いるものであってもよい。

・第１の実施形態に対する第４〜第７（第８）、第９〜第１１の実施形態の変更点によって、第１２〜第１４の実施形態を変更してもよい。

・上記第１２〜第１７の実施形態では、フィードバック制御として、比例積分制御を用いたが、これに限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。

・上記第１２〜第１７の実施形態では、最大トルク制御を実施したが、これに限らず、最大効率制御等をしてもよい。これは例えば、線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとの差や、相電流のゼロクロスタイミングと相電流の変化量のゼロクロスタイミングとの差を目標値（≠０）に制御することで実現することができる。なお、この場合、変化量のゼロクロスタイミングは、誘起電圧のゼロクロスタイミングとはずれたものとなる。このため、上記目標値を、誘起電圧のゼロクロスタイミングと電流のゼロクロスタイミングとの差として最大効率制御を行う上で適切な値からずらすようにして適合することが望ましい。これにより、誘起電圧のゼロクロスタイミングと電流のゼロクロスタイミングとの差を、最大効率制御のために適切な値に制御することができる。

・上記第１２〜第１７の実施形態では、誘起電圧のゼロクロスタイミングと相関を有する線間電流（相電流）の変化量のゼロクロスタイミングにおける残りの１相の相電流（残りの２相の線間電流）の極性に基づき、力行制御と回生制御との識別を行ったが、これに限らない。例えば、所定領域における線間電流変化の変化極性と残りの１相の相電流の極性や、所定領域における相電流変化の変化極性と残りの２相の線間電流の極性とに基づき識別を行ってもよい。すなわち、例えば、先の図３２に示されるように、誘起電圧のゼロクロスタイミング近傍において、線間電流の変化量の変化極性が正である際に残りの１相の相電流の極性が負なら力行制御であり、また正なら回生制御であるため、こうした現象に着目することで力行制御と回生制御とを識別することができる。

・力行制御と回生制御との識別処理としては、上記のものに限らない。例えばインバータ１２の入力端子側に電流センサを備え、入力端子における電流の流動方向に基づき、力行制御と回生制御とを区別してもよい。

・電動機１０を流れる電流を検出する手法としては、先の図１や、先の図２３に示したシャント抵抗の電圧降下量を用いる手法に限らない。例えば、図４４に示すように、インバータ１２の正極側入力端子とスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３，ＳＷ５との間に接続されるスイッチング素子の電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗを用いる手法であってもよい。なお、この場合、キャリアが最小値となるタイミングでデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを更新することが望ましい。もっとも、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの更新タイミングとキャリアとの関係は任意でよい。

また、図４５に示すように、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４，ＳＷ６の入出力端子間の電圧降下量に基づくものであってもよい。また、これに代えて、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３、ＳＷ５の入出力端子間の電圧降下量を用いてもよく、更に、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４，ＳＷ６の入出力端子間の電圧降下量及びスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３、ＳＷ５の入出力端子間の電圧降下量の双方を適宜用いることで、第７、第８の実施形態のような処理を行ってもよい。特にスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６としてＭＯＳトランジスタを用いる場合には、その入出力端子間（ドレイン及びソース間）の電圧降下量とこれを流れる電流との関係が線形関係となるため、電流の検出が容易である。これに対し、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等にあっては、入出力端子間（コレクタ及びエミッタ間）の電圧降下量とこれを流れる電流との関係の非線形性が強い。もっとも、上記第１〜第１０の実施形態では、電流やその変化量の極性のみを検出すればよいため、ＩＧＢＴのように非線形性が強い場合であっても、特に問題はない。

また、図４６に示すように、任意の２相（又は３相）に、電流センサ２４、２６を備える構成としてもよい。

更に、図４７に示すように、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４，ＳＷ６を、センス端子ＳＴつきのＩＧＢＴとし、センス端子ＳＴを流れる電流に基づき、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４，ＳＷ６の入出力端子間を流れる電流を検出してもよい。また、これに代えて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３，ＳＷ５のみセンス端子を備えるようにしてもよい。更に、スイッチング素子ＳＷ〜ＳＷ６の全てにセンス端子を備えることで、第７、第８の実施形態のような処理を行ってもよい。なお、センス端子とは、スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流に応じた微小電流を出力する端子である。

更に、インバータ１２の正極側入力端子及び負極側入力端子の少なくとも一方に単一のシャント抵抗を備えてこれを利用してもよい。すなわち、例えば負極側入力端子にのみシャント抵抗を備える場合、電圧ベクトルＶ２期間に、Ｗ相の電流を検出し、これと隣接する電圧ベクトルＶ１期間に、Ｖ相及びＷ相の電流の合計の値を検出することができる。そして、電圧ベクトルＶ１期間への切り替え直後のＷ相の電流は、それ以前の電圧ベクトルＶ２期間におけるＷ相の電流と略等しいと考えられるため、これらからＶ相単独の電流も算出できる。これにより、ＶＷ相の線間電流を算出することができる。

・電動機１０としては、車載エアコンディショナーに設けられるものに限らず、例えば車載冷却ファンに設けられるものであってもよい。更に回転機としては、電動機に限らず、発電機であってもよい。

１０…電動機、１２…インバータ、２０…制御装置、４２…極性検出部、４４…変化極性検出部、３４…位相設定部。

Claims (7)

1. 多相回転機の全相が短絡されているとき、任意の相電流のゼロクロスタイミングを検出する電流ゼロクロス検出手段と、
   前記全相が短絡されているときの前記相電流の変化量のゼロクロスタイミングを検出する変化ゼロクロス検出手段と、
   前記電流ゼロクロス検出手段及び前記変化ゼロクロス検出手段の検出値に基づき、前記多相回転機に印加する電圧の指令値を設定する指令電圧設定手段と、
   前記指令値に基づき前記多相回転機と接続される電力変換回路のスイッチング素子を操作する操作手段と、
   前記多相回転機の力行制御時及び回生制御時のいずれであるかを判断する判断手段とを備え、
   前記指令電圧設定手段は、前記指令値の設定に際して、前記判断手段の判断結果を加味することを特徴とする多相回転機の制御装置。
2. 前記指令電圧設定手段は、前記ゼロクロスタイミング間の差を目標値に制御すべく前記指令値の振幅、位相差、及び電気角速度の少なくとも１つを可変設定するものであって且つ、前記多相回転機の力行制御時と回生制御時とで、前記差と前記目標値との乖離が同一である場合の前記少なくとも１つの操作方向を互いに逆とするものであることを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。
3. 前記指令電圧設定手段は、前記変化量のゼロクロスタイミングに対する前記相電流のゼロクロスタイミングの差を前記目標値に制御すべく前記指令値の位相を可変設定するものであって且つ、前記力行制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記位相を進ませる側に設定し、前記回生制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記位相を遅らせる側に設定することを特徴とする請求項２記載の多相回転機の制御装置。
4. 前記指令電圧設定手段は、前記変化量のゼロクロスタイミングに対する前記相電流のゼロクロスタイミングの差を前記目標値に制御すべく前記指令値の振幅を可変設定するものであって且つ、前記力行制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記振幅を増大させ、前記回生制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記振幅を低減させることを特徴とする請求項２又は３記載の多相回転機の制御装置。
5. 前記指令電圧設定手段は、前記変化量のゼロクロスタイミングに対する前記相電流のゼロクロスタイミングの差を前記目標値に制御すべく前記指令値の電気角速度を可変設定するものであって且つ、前記力行制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記電気角速度を増大させ、前記回生制御時には、前記差が前記目標値に対して遅れ側にずれるほど前記電気角速度を低減させることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
6. 前記多相回転機は、３相回転機であり、
   前記判断手段は、前記任意の相以外の２相の電流差である線間電流の極性と前記変化量の変化極性とに基づき前記判断を行うことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
7. 前記判断手段は、前記変化量のゼロクロスタイミング時における前記線間電流の極性及び前記変化極性に基づき前記判断を行うことを特徴とする請求項６記載の多相回転機の制御装置。

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